Радиотехника и электроника, 2023, T. 68, № 5, стр. 498-506

ВВЕДЕНИЕ

С каждым годом проблема обеспечения электромагнитной совместимости (ЭМС) все более обостряется в связи с увеличением разновидностей и числа радиоэлектронных средств (РЭС) [1]. Так, из-за значительного увеличения влияния электромагнитных помех (ЭМП) на функционирование РЭС ужесточаются требования к обеспечению ЭМС РЭС [2–4]. Особое внимание уделяется кондуктивным помехам, распространяющимся непосредственно по проводящим конструкциям. В качестве примера наиболее опасных источников ЭМП можно назвать сверхкороткие импульсы (СКИ). Традиционные устройства защиты от ЭМП (например, LC- и RC-фильтры, варисторы, разрядники, TVS-диоды) не способны обеспечить должную защиту от воздействия СКИ. К тому же эти устройства ухудшают массогабаритные характеристики защищаемых РЭС. Ввиду того, что основная энергия при генерации СКИ расходуется на увеличение его амплитуды, такие помехи способны нанести значительный вред, локализуясь в критичных узлах РЭС. Так, экспериментально подтвержден тот факт, что СКИ при проникновении внутрь РЭС способны выводить из строя их критичные цепи [5]. Поэтому актуальна защита критичных РЭС от угрозы преднамеренных СКИ [2, 3].

Как альтернатива или дополнение к традиционным защитным устройствам для защиты от мощного СКИ предложена технология модальной фильтрации. Основная ее идея – разложение воздействующего СКИ на последовательность импульсов меньшей амплитуды за счет различия задержек мод. Данная технология реализована в устройствах, названных модальными фильтрами (МФ) [6]. Между тем традиционная реализация МФ подразумевает их исполнение в виде полосковых структур. В рамках данной работы рассматривается вариант исполнения МФ на основе асимметричной коаксиальной структуры (защитный кабель). Такое исполнение имеет несколько важных достоинств по сравнению с МФ на основе полосковых структур: гибкость конструкции, большая длина и возможность использования готовых кабелей. Однако такие структуры не лишены и недостатка: сильной электромагнитной связи между активным и некоторыми пассивными проводниками ввиду их симметричного расположения в типовых структурах многопроводных кабелей. Этот факт ухудшает характеристики модальной фильтрации. Однако эту проблему можно решить с помощью оптимизации. Так, в работе [7] рассматриваются конфигурации МФ на основе асимметричных коаксиальных структур, в которых посредством параметрической оптимизации получено полное разложение СКИ на выходе МФ.

Каскадное соединение (КС) МФ на основе асимметричных коаксиальных структур ранее не исследовалось, но это актуально. Между тем в данной работе предполагается рассмотреть возможность КС асимметричных коаксиальных структур как между собой, так и с полосковыми структурами. В данном случае представляет интерес оценка эффективности таких КС, когда возможно применить защитные кабели в качестве не только отдельных устройств, но и (ввиду их достоинств, описанных выше) дополнительного способа повышения характеристик (в части ослабления максимального значения напряжения СКИ) существующих полосковых МФ. С учетом того, что высокочастотные системы передачи или измерительные приборы с применением различных кабелей стали стандартным элементом почти в каждой лаборатории исследований и разработок, дополнительная защита, за счет их использования (в данном случае посредством КС с МФ на основе связанных полосковых линий), весьма актуальна.

Известно, что КС улучшает защитные характеристики МФ, поскольку возникает возможность раскладывать воздействующий СКИ на последовательность импульсов не только в первом отрезке МФ, но делать то же самое с каждым импульсом разложения в каждом последующем отрезке [8]. Однако сохранение защитных характеристик МФ при КС различных (в поперечном сечении) структур является непростой задачей. Выбор оптимальных значений геометрических и электрофизических параметров, а также граничных условий и длин линий передачи, соединяемых каскадно, играют важную роль. Между тем задача КС многопроводных МФ с различными конфигурациями поперечного сечения (в данном случае, КС кабеля и платы) прежде не ставилась, но это актуально. Таким образом, представляется возможной оценка возможности сохранения и улучшения защитных характеристик многопроводных МФ на основе асимметричных коаксиальных структур и микрополосковой линии при их КС. Цель работы – выполнить такое исследование.

1. КАСКАДНОЕ СОЕДИНЕНИЕ ЛИНИЙ ПЕРЕДАЧИ

Известно [8], что при КС отрезков связанных линий происходит последовательное деление каждого импульса на два импульса меньшей амплитуды. Иначе говоря, подключение к отрезку линии еще одного отрезка приводит к тому, что импульс 1 разложится на импульсы 1.1 и 1.2, а импульс 2 – на импульсы 2.1 и 2.2 (рис. 1). Эти импульсы не будут совпадать друг с другом по времени, если разность задержек мод у второго отрезка, как минимум, вдвое больше, чем у первого. В результате получится последовательность импульсов 1.1, 2.1, 1.2, 2.2. Следовательно, каскадное соединение n отрезков приведет при определенных условиях к разложению на 2ⁿ импульсов, что возможно при последовательном удвоении или укорочении длин отрезков связанных линий [8]. Для структуры из n таких отрезков при длине первого l длина k-го отрезка определяется как

Рис. 1.

Эквивалентная схема (а) и разложение импульса (б) в двух отрезках связанных линий (разность задержек мод у отрезка 2 вдвое больше, чем у отрезка 1) [8].

Формулы (1) и (2) связывают число и длины отрезков связанных линий для последовательного разложения импульса при их КС.

2. ПОДХОДЫ К МОДЕЛИРОВАНИЮ

До сих пор приведенные выше условия рассматривались применительно к КС отрезков лишь пары связанных линий и лишь одного типа, тогда как для отличных (в поперечном сечении) структур они рассмотрены не были. Моделирование выполнено в системе квазистатического моделирования TALGAT [9]. При этом сначала построены геометрические модели поперечного сечения МФ, затем вычислены матрицы погонных коэффициентов электростатической (С) и электромагнитной (L) индукций. В рамках данного исследования потери в проводниках и диэлектриках не учитывались для исключения их влияния на основные волновые процессы в линиях. Далее составлены эквивалентные схемы для моделирования, а также заданы окончания и воздействие. Наконец, был вычислен временной отклик на импульсное воздействие. Для подтверждения достоверности результатов также выполнен вычислительный эксперимент в системе электродинамического моделирования без учета потерь в проводниках и диэлектриках.

Для исследования выбраны трехпроводные МФ на основе асимметричной коаксиальной структуры и микрополосковой линии (МПЛ). Их поперечные сечения приведены на рис. 2а, 2б, где ε_ri – относительная диэлектрическая проницаемость среды, r_i – радиус элемента поперечного сечения, w – ширина проводников, d – расстояние от края МПЛ до ближайшего проводника, s – расстояние между проводниками, t – толщина проводников и h – толщина подложки. При моделировании источник импульсных сигналов представлен идеальным источником трапециевидного сигнала с электродвижущей силой (ЭДС), равной 1 В, и длительностями фронта, спада и плоской вершины по 50 пс, так что общая длительность составила 150 пс. На рис. 2в, 2г представлены эквивалентные схемы исследуемых КС, а на рис. 3 – формы напряжений в начале и конце одноотрезочных МФ на основе асимметричной коаксиальной структуры и МПЛ.

Рис. 2.

Поперечные сечения МФ на основе асимметричной коаксиальной структуры (а) и МПЛ (б) при N = 3; эквивалентные схемы КС1, КС2 (в) и КС3, КС4 (г); ε_ri – относительная диэлектрическая проницаемость среды, r_i – радиус элемента поперечного сечения, w – ширина проводников, d – расстояние от края МПЛ до ближайшего проводника, s – расстояние между проводниками, t – толщина проводников, h – толщина подложки; П1 – активный проводник, П2, П3 – пассивные проводники, ОП – опорный проводник.

Рис. 3.

Формы ЭДС (1) и напряжений на входе (2) и выходе (3) одноотрезочных МФ на основе асимметричной коаксиальной структуры (а) и МПЛ (б).

Многопроводный МФ на основе асимметричной коаксиальной структуры, исследованный в работе [7], представляет собой центральный опорный проводник (ОП) в диэлектрическом заполнении, снаружи которого радиально расположены проводники, а вся структура покрыта диэлектриком. Такой МФ при N = 3 (N – количество проводников, не считая ОП) приведен на рис. 2a. Параметры структуры приняты следующими: для ОП и проводников 1 и 3 (далее, для удобства, нумерация проводников обозначена как Пi) r₁ = 0.9 мм; для П2 r₁ = 0.89 мм; r₂ = 1.6 мм, r₃ = 3.45 мм; ε_r1 = 1; ε_r2 = 5; ε_r3 = 19. Ранее [7] была выполнена оптимизация данного МФ посредством эвристического поиска по амплитудному (для минимизации максимального напряжения на выходе), интервально-временному (для выравнивания интервалов времени между импульсами разложения) и диапазонно-временному (для увеличения максимальной длительности воздействующего СКИ, который будет полностью разлагаться) критериям. Достигнуты равные амплитуды импульсов разложения и получено ослабление выходного сигнала в 2.99 раза по сравнению с входным напряжением U_вх = 0.44 В (см. рис. 3а).

Полосковая линия рассмотрена в работе [10] и представляет собой трехпроводную МПЛ (см. рис. 2б). Параметры такой МПЛ после оптимизации выбраны следующими: w (П1…3) = 1 мм; t = = 0.178 мм; h = 0.323 мм; s₁ = 0.011 мм; s₂ = 0.09 мм; ε_r1 = 1; относительная диэлектрическая проницаемость подложки ε_r4 = 4.5. В результате получено ослабление выходного сигнала в 2.6 раза по сравнению с входным напряжением U_вх = 0.42 В (см. рис. 3б). При моделировании КС1…КС4 значения резисторов R выбраны исходя из условия согласования МФ с трактом (напряжение на входе МФ равно половине ЭДС источника).

3. РЕЗУЛЬТАТЫ МОДЕЛИРОВАНИЯ

Эквивалентная схема КС1, включающая в себя два отрезка МФ на основе асимметричной коаксиальной структуры из рис. 2а представлена на рис. 2в. Для полного разложения воздействующего импульса при моделировании КС1 для длин отрезков принято l₁ = 0.1 м, l₂ = 0.3 м. Значения резисторов здесь и далее выбраны по 25 Ом для согласования линии с трактом. На рис. 4a представлены формы напряжений, полученные при моделировании КС1, а на рис. 5а – частотные зависимости коэффициента передачи |S₂₁|. Из результатов квазистатического моделирования видно, что к выходу отрезка 1 (узел V1' на рис. 2в) приходят три импульса с максимальной амплитудой 174 мВ и минимальной разницей задержек Δt_min = 0.02 нс, а отрезка 2 (узел 2 на рис. 2в) – девять импульсов с максимальной амплитудой 57 мВ и Δt_min = 0.03 нс, что в 8.9 раза меньше уровня входного напряжения U_вх = 510 мВ.

Рис. 4.

Формы ЭДС (1) и напряжений на входе (2) и выходе в системах квазистатического (3) и электродинамического (4) моделирования для КС1…КС4 (а–г).

Рис. 5.

Частотные зависимости |S₂₁| в системах квазистатического (1) и электродинамического (2) моделирования для КС1…КС4 (а–г).

Из-за влияния потерь на излучение (которое не учитывается при квазистатическом моделировании), оценка точного времени распространения отдельных мод затруднительна. Тем не менее из результатов электродинамического моделирования видно, что к выходу отрезка 1 также приходят три импульса (максимальная амплитуда 170 мВ), а отрезка 2 – девять импульсов (максимальная амплитуда 57 мВ). При этом значение U_вх составляет 510.4 мВ. Кроме того, формы импульсов разложения, полученных с помощью моделирования двумя разными видами анализа, достаточно близки, а основной причиной их различия (а также значений погонных задержек мод) является разный учет частотных зависимостей ε_r. Из результатов моделирования частотных зависимостей |S₂₁| видно, что резонансные частоты (примерно до 2 ГГц) при моделировании двумя разными видами анализа хорошо согласуются (частоты первого резонанса отличаются лишь на 2.5%). Наблюдается разный уровень сигнала на частотах резонансов: для частоты первого резонанса отклонение составляет 9.7 дБ. Частота среза, полученная в результате моделирования двумя видами анализа, составляет примерно 155 МГц.

Эквивалентная схема КС2 из отрезков МФ на основе асимметричной коаксиальной структуры и МПЛ та же, что на рис. 2в. При моделировании КС2 принято l₁ = 0.1 м и l₂ = 0.5 м. На рис. 4б представлены формы напряжений, полученные при моделировании КС2, а на рис. 5б – частотные зависимости |S₂₁|. Из результатов квазистатического моделирования видно, что к выходу отрезка 1 (узел V1' на рис. 2в) приходят три импульса с максимальной амплитудой 141 мВ и Δt_min = 0.02 нс, а к выходу отрезка 2 (узел 2 на рис. 2в) – девять импульсов с максимальной амплитудой 55 мВ и Δt_min = 0.055 нс, что в 9.4 раза меньше уровня входного напряжения U_вх = 510 мВ. Из результатов электродинамического моделирования видно, что к выходу отрезка 1 также приходят три импульса (максимальная амплитуда 119 мВ), а отрезка 2 – девять импульсов (максимальная амплитуда 45 мВ). При этом значение U_вх составляет 510.4 мВ. Формы импульсов разложения, полученных с помощью моделирования двумя разными видами анализа, также достаточно близки. Из результатов моделирования частотных зависимостей |S₂₁| видно, что резонансные частоты (примерно до 2 ГГц) при моделировании двумя разными видами анализа также хорошо согласуются (частоты первого резонанса отличаются меньше, чем на 1%). Отклонение уровня сигнала на частоте первого резонанса составляет всего 0.15 дБ. Частота среза, полученная в результате моделирования двумя видами анализа, составляет примерно 50 МГц.

Эквивалентная схема КС3, включающая в себя два МФ на основе асимметричной коаксиальной структуры, между которыми находится отрезок МПЛ, представлена на рис. 2г. При моделировании принято l₁ = 0.1 м, l₂ = 0.5 м, l₃ = 1 м. На рис. 4в представлены формы напряжений, полученные при моделировании КС3, а на рис. 5в – частотные зависимости |S₂₁|. Из результатов квазистатического моделирования видно, что к выходу отрезка 1 (узел V1' на рис. 2г) приходят три импульса с максимальной амплитудой 122 мВ и Δt_min = = 0.02 нс, к выходу отрезка 2 (узел V2' на рис. 2г) – девять импульсов с максимальной амплитудой 56 мВ и Δt_min = 0.05 нс, а отрезка 3 (узел 2 на рис. 2г) – 27 импульсов с максимальной амплитудой 19.3 мВ и Δt_min = 0.01 нс, что в 26.7 раза меньше уровня входного напряжения U_вх = 515 мВ. Из результатов электродинамического моделирования видно, что к выходу отрезка 1 также приходят три импульса (максимальная амплитуда 113 мВ), отрезка 2 – девять импульсов (максимальная амплитуда 47 мВ), а отрезка 3 – 27 импульсов (максимальная амплитуда 17 мВ). При этом значение U_вх составляет 515.5 мВ. Формы импульсов разложения, полученных с помощью моделирования двумя разными видами анализа, хорошо согласуются. Из результатов моделирования частотных зависимостей |S₂₁| видно, что резонансные частоты (примерно до 2 ГГц) при моделировании двумя разными видами анализа также хорошо согласуются (частоты первого резонанса отличаются меньше, чем на 2%). Наблюдается разный уровень сигнала на частотах резонансов: для частоты первого резонанса отклонение составляет 10.8 дБ. Частота среза, полученная в результате моделирования двумя видами анализа, составляет примерно 45 МГц.

Эквивалентная схема КС4 из трех отрезков МФ на основе асимметричной коаксиальной структуры та же, что на рис. 2г. При моделировании принято l₁ = 0.1 м, l₂ = 0.3 м, l₃ = 1 м. На рис. 4г представлены формы напряжений, полученные при моделировании КС4, а на рис. 5г – частотные зависимости |S₂₁|. Из результатов квазистатического моделирования видно, что к выходу отрезка 1 (узел V1' на рис. 2г) приходят три импульса с максимальной амплитудой 171 мВ и Δt_min = 0.02 нс, отрезка 2 (узел V2' на рис. 2г) – девять импульсов с максимальной амплитудой 58 мВ и Δt_min = 0.05 нс, а отрезка 3 (узел 2 на рис. 2г) – 27 импульсов с максимальной амплитудой 18.8 мВ и Δt_min = 0.01 нс, что в 27.4 раза меньше уровня входного напряжения U_вх = 515 мВ. Из результатов электродинамического моделирования видно, что к выходу отрезка 1 также приходят три импульса (максимальная амплитуда 171 мВ), отрезка 2 – девять импульсов (максимальная амплитуда 60 мВ), а отрезка 3 – 27 импульсов (максимальная амплитуда 16.4 мВ). При этом значение U_вх составляет 515.5 мВ. Формы импульсов разложения, полученных с помощью моделирования двумя разными видами анализа, хорошо согласуются. Из результатов моделирования частотных зависимостей |S₂₁| видно, что резонансные частоты (примерно до 2 ГГц) при моделировании двумя разными видами анализа также хорошо согласуются (частоты первого резонанса отличаются меньше, чем на 2%). Наблюдается разный уровень сигнала на частотах резонансов: для частоты первого резонанса отклонение составляет 11 дБ. Частота среза, найденная по результатам моделирования двумя видами анализа, составляет примерно 55 МГц.

В табл. 1–6 приведены основные характеристики КС 1…КС4, полученные по результатам квазистатического моделирования (ввиду согласованности результатов квазистатического и электродинамического моделирования для точной оценки времени распространения отдельных мод вдоль КС1…КС4). Представлены значения напряжений импульсов разложения (U_i) и их задержек (t_i) на концах отрезков 1 (узел V1') и 2 (узел 2) для КС1, КС2 и отрезков 1 (узел V1'), 2 (узел V2') и 3 (узел 2) для КС3, КС4.

Из табл. 1–6 видно совпадение значений U_i и t_i на концах отрезка 1 попарно в КС1 и КС4, а также в КС2 и КС3. Это связано с одинаковой последовательностью отрезков 1 и 2. Так, отрезки 1 и 2 в КС1 и КС4 – это МФ на основе асимметричной коаксиальной структуры, а в КС2 и КС3 – МФ на основе асимметричной коаксиальной структуры и МПЛ. Кроме того, видно, что в отдельно указанных КС импульсы на выходе отрезка 2 имеют близкие значения U_i и t_i. Примечательно, что ввиду частичного рассогласования мод при КС отрезков линий передачи наблюдается последовательный рост амплитуд отдельных импульсов в отдельных узлах. Например, на выходе отрезка 2 КС1 видно увеличение амплитуды импульсов от 33 мВ для импульса 1 до 57 мВ для импульса 9. Явление рассогласования отдельных импульсов мод, ведущее к отличным друг от друга значениям напряжений импульсов в отдельных узлах, особенно явно наблюдается для КС2 и КС3, где соединяются два различных в геометрии защитных устройства. Из минимальных разностей погонных задержек мод Δt_min видно, что на концах отрезка 1 во всех КС это значение составляет 0.02 нс, отрезка 2 – 0.03 нс, а отрезка 3 – 0.01 нс. Это свидетельствует о частичном наложении импульсов на выходе, что ведет к увеличению максимального уровня выходного напряжения на конце отрезка 3 при моделировании КС3 (см. рис. 4в при квазистатическом моделировании). При электродинамическом моделировании подобная ситуация наблюдается и в других узлах при распространении импульсов мод вдоль КС1…КС4. Тем не менее полученные результаты подтверждают возможность улучшения защитных характеристик МФ, функционирующих отдельно, за счет каскадирования с другими МФ, причем с различной геометрической конфигурацией.

ЗАКЛЮЧЕНИЕ

Впервые выполнено исследование возможности КС трехпроводных МФ на основе асимметричных коаксиальных структур и микрополосковой линии. Рассмотрены четыре варианта КС, состоящих из двух и трех отрезков линий передачи. Выполнены имитационное моделирование (в системах квазистатического и электродинамического моделирования) и параметрическая оптимизация данных КС. Выбраны отдельные отрезки КС с оптимальными параметрами (согласно амплитудным и временным критериям). Получены оптимальные длины отдельных отрезков линий передачи, позволяющие разложение воздействующего импульса на 9 импульсов (в КС1, КС2) и 27 (в КС3, КС4).

Выявлено, что при КС двух структур наибольшее ослабление достигается при соединении МФ на основе асимметричной коаксиальной структуры и МПЛ (максимальное ослабление в 9.4 раза по сравнению с входным напряжением по результатам квазистатического моделирования и 11.3 раза по результатам электродинамического моделирования). При КС трех структур наиболее предпочтительным вариантом является КС трех отрезков МФ на основе асимметричной коаксиальной структуры (максимальное ослабление в 27.4 раза по сравнению с входным напряжением по результатам квазистатического моделирования и 31.4 раза по результатам электродинамического моделирования).

Что касается областей применения рассматриваемых МФ, как по отдельности, так и за счет КС, то наиболее перспективными для их использования являются медицинская, авиакосмическая, топливно-энергетическая, военная, атомная, индустриальная и др. В данных областях защита РЭС является крайне важной, поскольку ее выход из строя может повлечь за собой огромные финансовые потери и даже человеческие жизни. Зачастую в данных областях помимо общих требований (надёжность, ЭМС и т.п.) предъявляется ряд специфических: малая масса, компактность, низкое потребление электроэнергии, безотказность в условиях повышенных температур, вибраций и перегрузок, нечувствительность к проникающим излучениям и др. Предлагаемые МФ, так или иначе, удовлетворяют этим требованиям. С учетом гибкости, присущей МФ на основе асимметричной коаксиальной структуры, существует возможность увеличения длины и их компактного расположения при подключении к защищаемому оборудованию. Так, диапазон возможных областей использования чрезвычайно широк и ограничивается лишь специфическими пожеланиями заказчика, а также техническим процессом изготовления.