Приборы и техника эксперимента, 2019, № 2, стр. 33-38

ВВЕДЕНИЕ

Интерес к разработкам и исследованиям в области преобразовательных источников постоянно растет несмотря на полувековую историю вопроса [1–3]. Причины этого – как в растущем спросе на такие источники в различных областях (рентгеновская техника, радиолокация, электронно-лучевые и плазменные технологии, лазерная техника), так и в значительных преимуществах именно преобразовательных методов на повышенных (20–50 кГц) частотах в сравнении с прямым трансформированием напряжения на промышленной частоте.

Прогресс в силовой электронике, появление полностью управляемых мощных твердотельных ключей, быстродействующих высоковольтных диодов и транзисторов [4] в последние годы обусловили радикальный скачок в разработке мощных (>1–10 кВт) высоковольтных (>10–100 кВ) источников с рекордной плотностью мощности (до 1–10 кВт/дм³) и надежностью, другими качественными показателями выходного напряжения/тока.

Цель данной работы – подтвердить реализуемость высоковольтного источника преобразовательного типа киловаттной мощности с напряжением в десятки киловольт на серийно выпускаемой элементной базе, показать эффективность метода широкодиапазонной частотно-импульсной модуляции для регулирования и стабилизации выходного напряжения, подавления низкочастотных пульсаций, представить конкретное решение схемы управления преобразователем.

РЕЗУЛЬТАТЫ

Источник (рис. 1) состоит из высоковольтного выпрямителя с повышающим трансформатором и мостового транзисторного преобразователя с соответствующей схемой управления, подключенного к нерегулируемому сетевому выпрямителю необходимой мощности (однофазному или трехфазному в зависимости от поставленной задачи).

Согласующая LC_д-цепь определяет синусоидальную форму и фиксированную длительность τ' = π (LC_д)^1/2 входящего импульса тока I_вх в первичной обмотке повышающего трансформатора, а также ограничивает его амплитуду при перегрузках, вплоть до режима короткого замыкания:

где ρ = (L/C_д)^1/2, а U_пит – напряжение питания транзисторного преобразователя. Это означает автоматическую защиту преобразователя от всевозможных нештатных аварийных ситуаций в нагрузке и в высоковольтном выпрямителе в целом.

Синусоидальная форма импульса тока обеспечивает работу транзисторных ключей в режиме коммутации при нулевом токе, что снижает коммутационные потери, а также устраняет высшие гармоники тока в силовом тракте, улучшает помехозащищенность аппаратуры, уменьшает омические потери в обмотках трансформатора, дросселей.

Как видно из рис. 2, преобразователь, собранный по мостовой схеме на мощных быстродействующих транзисторах, формирует на входе высоковольтного блока последовательность прямоугольных разнополярных импульсов напряжения с амплитудой U_пит и длительностью τ, следующих с частотой F, варьируемой с помощью электронного блока управления в диапазоне от F^min ~ 1 кГц до F^max = 1/4τ.

Форма импульсов тока нагрузки (упомянутого высоковольтного блока) представляет собой два полупериода синусоиды I_вх = ±I₀sin(πt/τ') (t = 0 – τ'), повторяющихся с частотой следования F. Длительность этих сигналов τ' = π(LC_д)^1/2 ≤ τ, пауза между ними превышает τ, а амплитуда тока I₀ = = πU_питC/τ' (в согласованном режиме, когда U_пит = U_вх = U_вых/n, где n – полный коэффициент трансформации выпрямителя, включая удвоение напряжения и число таких каскадов удвоения – число секций вторичной обмотки высоковольтного трансформатора). Таким образом, заряд, передаваемый в нагрузку за импульс, зависит только от U_пит и C_д, оставаясь стабильным при варьировании режима от согласованного до короткого замыкания, когда значительная часть этого заряда возвращается (рекуперация) в источник через шунтирующий обратный диод (D_ш на рис. 1), смонтированный в корпусе транзистора. Лишь при переходе к режиму холостого хода, когда U_пит < U_вых/n (за счет значительного увеличения сопротивления нагрузки), амплитуда и длительность импульса тока снижаются, падает средний ток нагрузки.

Следует отметить, что наличие упомянутой паузы, позволяя осуществлять рекуперацию энергии в силовом контуре и автоматическую защиту от перегрузок, ухудшает соотношение среднего значения тока, которое определяет максимальную среднюю мощность источника

и действующего тока, от которого зависит выбор сечения обмоток трансформатора. По оценкам, при том же значении среднего тока $I_{{{\text{в х }}}}^{{{\text{с р }}}}$ потребуется увеличение сечения проводов в ~2^1/2 по сравнению с чисто синусоидальным током.

Средняя величина входного тока определяется зарядом q емкости C_д, т.е. $I_{{{\text{в х }}}}^{{{\text{с р }}}}$ = 2qF = 4C_дU_питF является функцией U_пит и F, соответственно выходное напряжение высоковольтного источника

оказывается пропорциональным U_питF. Таким образом, меняя F, можно регулировать в необходимых пределах выходное напряжение U_вых, используя нерегулируемый входной источник питания. Более того, если обеспечить независимость от времени произведения U_пит(t)F(t) = const соответствующим модулированием F(t), можно компенсировать низкочастотную составляющую (100–300 Гц) пульсаций выходного выпрямленного напряжения без использования дорогостоящего и материалоемкого LC-фильтра на входе преобразователя.

Функциональная схема управления преобразователем представлена на рис. 3. Управляемый генератор частоты запускает одновибратор, генерирующий импульс длительностью τ. По его спаду запускается одновибратор импульса задержки, обеспечивающего время T_р, необходимое для рекуперации неизрасходованной энергии контура LC_д. По спаду импульса задержки запускается триггер, переключающий импульс преобразования на два драйвера управления транзисторным мостом.

Одновибраторы собраны на микросхеме 1561АГ1, триггер – на 561ТМ2, переключатель – на 561ЛА7, драйверы – на IR2213. В зависимости от мощности источника питания могут использоваться полевые транзисторы или транзисторы 1GBT. В частности, использованные в данной работе транзисторы IRG4PH40UD способны коммутировать средний ток >20 А при U_пит ≥ 500 В, т.е. мощность преобразователя может достигать 10 кВт. Схема управления и внутренний источник питания “привязаны” к минусовому выходу сетевого выпрямителя.

Функциональная схема генератора частоты преобразования F представлена на рис. 4. Проведем оценку уровня пульсаций напряжения представленного в данной работе высоковольтного источника питания. Пренебрегая длительностью импульса 1 мкс, для периода генерации имеем:

где K = R₂ /(R₁ + R₂), I – ток генератора тока, а U_оп – опорное напряжение. Считая, что частота преобразования много больше частоты сетевых пульсаций (300, 600 Гц …), для среднего значения напряжения на выходе транзисторного прерывателя U_ср получаем выражение после подстановки в которое T из (1) получаем U_ср = Iτ'/KC – не зависящее от U_м выражение, т.е. отсутствие зависимости U_ср от пульсаций выходного выпрямленного напряжения U_вых. Например, при опорном напряжении U_оп = 10 В получаем K = 10/537 и U_ср = 53.7Iτ'/C. Для длительности импульса имеем выражение τ' ≈ π(LC_д)^1/2, и далее ток генератора I и емкость фильтра C_ф (рис. 1) определят уровень пульсаций U_ср. В схеме использованы транзистор КТ3102, операционные усилители 544УД6 и одновибратор 1561АГ1. Реально удалось получить уровень сетевых пульсаций на выходе высоковольтного источника питания <0.5%.

Введя обратную связь с выхода источника, можно обеспечить стабилизацию выходного напряжения или тока.

Наиболее ответственный узел – собственно высоковольтный выпрямитель с повышающим трансформатором и набором быстродействующих диодов (КЦ108В, КЦ105Д) и керамических конденсаторов (К15-5, КВИ-3). Основная сложность при конструировании и изготовлении этого выпрямителя, в первую очередь трансформатора, состоит в необходимости обеспечить изоляцию на напряжение 20–50 кВ, что усугубляется высокой частотой преобразования – до 50 кГц.

Для уменьшения влияния паразитных емкостей обмоток, снижения требований к высоковольтной и высокочастотной изоляции использована схема суммирования напряжения нескольких каскадов удвоения (на рис. 1 показаны 2 каскада). Суммирование осуществляется по постоянному напряжению на выходе выпрямительных каскадов, а это позволяет на порядок уменьшить амплитуду высокочастотного напряжения на повышающих обмотках трансформатора, рассчитывать изоляцию в статике, без учета диэлектрических потерь на повышенной частоте, уменьшать объем изоляции в трансформаторе.

Заметное негативное влияние на работу трансформатора оказывает паразитная емкость повышающих обмоток, которая при обычной технологии намотки может достигать 1 нФ, что при пересчете в первичную обмотку и коэффициенте трансформации (по виткам) ≥10 сравнимо с емкостью дозирующего конденсатора C_д. Это приводит к значительным потерям энергии в контуре первичной обмотки, даже учитывая рекуперацию. Впрочем, рациональным размещением высоковольтных обмоток в окне ферритового сердечника и правильной фазировкой удалось снизить эту паразитную емкость до ≤100 пФ и уменьшить связанные с ней потери до приемлемого уровня.

С учетом вышеизложенного, оценку габаритной мощности высоковольтного трансформатора для выбранного магнитопровода [5, 6] можно произвести по обычным формулам [7, 8], но с уменьшенной в полтора раза плотностью тока в обмотках, а также со сниженным коэффициентом заполнения окна по меди. Это снижение обусловлено необходимостью размещения в окне высоковольтной изоляции, исходя из заданного рабочего напряжения U_вых.

Схема расположения обмоток (соответствующая варианту рис. 1) и внешний вид трансформатора, обеспечивающего среднюю мощность 2 кВт при напряжении 25 кВ (по 6 кВ на секцию обмотки), представлены на рис. 5. Трансформатор собран на стандартном ферритовом сердечнике Ш20×28, намотка послойная бескаркасная на гильзе из 50-мкм лавсановой пленки, проклеенной эпоксидной смолой ЭД-20. Применение такой технологии позволило получить коэффициент заполнения окна по меди 0.3–0.35, что при рабочем напряжении 25–50 кВ является нетривиальной задачей.

Примеры реализации источников на 20 кВ, 2 кВт и 50 кВ, 5 кВт представлены на рис. 6 и 7 соответственно. Использованы высоковольтные столбы КЦ108В и конденсаторы КВИ-3-12 кВ-1 нФ. Охлаждение воздушное (на рисунках не показано). Все высоковольтные части выпрямителя залиты эпоксидным компаундом таким образом, чтобы исключить возможность пробоя по поверхности заливки.

ЗАКЛЮЧЕНИЕ

Представленные выше результаты экспериментально подтверждают эффективность и надежность применения широкодиапазонной частотной модуляции для управления мощными преобразовательными источниками, в том числе высоковольтными.

Разработанная схема обеспечивает существенное упрощение и удешевление системы в целом за счет использования нерегулируемого сетевого источника, компенсации низкочастотных пульсаций напряжения, нечувствительности преобразователя к перегрузкам. При необходимости схема может быть дополнена введением обратной связи для прецизионной стабилизации выходного напряжения/тока.

Использованная при изготовлении высоковольтного выпрямителя и, в первую очередь, трансформатора твердотельная изоляция на основе эпоксидного компаунда и лавсановой пленки, характеризующейся высокой пробивной прочностью [9], показала работоспособность при напряжении до ≥50 кВ и позволила достичь коэффициента заполнения окна по меди 0.3–0.35 и удельной плотности мощности трансформатора >5 кВт/ дм³.