Приборы и техника эксперимента, 2020, № 4, стр. 131-137

СИСТЕМА РЕГИСТРАЦИИ КОСМИЧЕСКОГО РАДИОИЗЛУЧЕНИЯ В СПЕКТРАЛЬНЫХ ЛИНИЯХ

С. А. Гренков a***, Н. Е. Кольцов a

a Институт прикладной астрономии РАН
191187 Санкт-Петербург, наб. Кутузова, 10, Россия

* E-mail: skynet81@yandex.ru
** E-mail: grenkov@iaaras.ru

Поступила в редакцию 23.01.2020
После доработки 28.01.2020
Принята к публикации 29.01.2020

Полный текст (PDF)

Аннотация

Система регистрации космического радиоизлучения в спектральных линиях позволяет вычислять спектры мощности методом быстрого преобразования Фурье. Амплитуды спектральных компонентов калибруются по шумовым импульсам небольшой мощности, которые вводятся на вход приемного устройства от модулируемого генератора шума. Введен широкополосный радиометрический канал вычисления неравномерности мощности шумовых импульсов в рабочей полосе частот, позволивший повысить точность измерений амплитуд спектра исследуемого сигнала примерно в 4 раза. Обеспечена регистрация слабых нестационарностей излучения.

ВВЕДЕНИЕ

Радиоизлучения в спектральных линиях на радиотелескопах РТ-32 регистрируют с помощью цифровых спектрометров, которые методом быстрого преобразования Фурье (б.п.Ф.) вычисляют спектры мощности в полосе видеочастот (до 32 МГц) с высокой разрешающей способностью по частоте [1, 2]. Амплитуды компонентов вычисляемого спектра мощности принимаемого сигнала калибруются по шумовым пилот‑сигналам, вводимым на вход приемного устройства [3]. Это позволяет повысить точность измерения амплитуд спектральных компонентов и минимизировать время наблюдения источника излучения, необходимое как для выделения из шумов слабого принимаемого сигнала, так и для вычисления его спектра.

Исследуемые относительно узкополосные сигналы в дециметровых и сантиметровых диапазонах длин волн на радиотелескопах РТ-32 выделяются системами преобразования сигналов Р1002М с перестраиваемыми в полосе промежуточных частот (0.1–1 ГГц) видеоконверторами [4]. Видеоконверторы этой системы с относительно узкой полосой пропускания, ΔF ≤ 32 МГц, имеют встроенные цифровые преобразователи сигналов видео-частот Р3300, которые могут работать в режиме вычисления спектров мощности сигналов методом б.п.Ф. [5].

На радиотелескопах РТ-13, где оцифровываются широкополосные (1–2 ГГц) сигналы промежуточных частот, узкополосные сигналы на заданных частотах  fsi (i – порядковый номер частоты в дискретном спектре) выделяются и преобразуются к полосе видеочастот Fi (0 < Fi ≤ ΔF) цифровым устройством, содержащим многоканальные полифазные фильтры и цифровые видеоконверторы [6].

В системах регистрации с высокоскоростными б.п.Ф.-спектрометрами на программируемых логических интегральных схемах (п.л.и.с.) исключены аппаратурные потери времени наблюдения источника излучения, но небольшая (~1 К) шумовая температура импульсов калибровки (шумовых пилот-сигналов), введенных в приемно-усилительный канал радиотелескопа, должна быть известна точно [2, 5].

Температура Tx шумовых импульсов измеряется предварительно радиометрическим устройством и считается постоянной в широкой полосе промежуточных частот, в пределах которой перестраивается видеоконвертор, выделяющий исследуемый сигнал. Реальная шумовая температура пилот-сигналов на частоте fsi исследуемого радиосигнала может существенно отклоняться от номинального среднего значения Tx cp вследствие неравномерностей мощности генератора шумовых импульсов и коэффициента его связи с приемным каналом в рабочей полосе частот, а также из-за воздействия на генератор изменений температуры окружающей среды и нестабильностей электропитания.

Поскольку температура Tx cp при вычислении спектра сигнала используется как масштабирующий коэффициент, любые отклонения реальной шумовой температуры Txi на рабочей частоте fsi от номинального значения Tx cp вносят дополнительные ошибки в расчет амплитуд спектра мощности. Поэтому приходится очень часто измерять и корректировать значение Tx cp, что ведет к увеличению общей длительности сеанса наблюдений, особенно при исследовании нескольких источников излучения. Указанный недостаток устранен в системе регистрации радиоизлучения, которая представлена в данной статье.

СТРУКТУРА СИСТЕМЫ РЕГИСТРАЦИИ

Система регистрации радиоизлучения в спектральных линиях (рис. 1) подключается к выходу промежуточных частот fпч радиоастрономического приемного устройства (0.1–1 ГГц на радиотелескопе РТ-32 или 1–2 ГГц на РТ-13). Ширину B0 полосы анализа сигнала промежуточной частоты ограничивает полосовой фильтр на входе аналого-цифрового преобразователя АЦП, работающего с тактовой частотой FD = 2B0.

Рис. 1.

Система регистрации радиоизлучения в спектральных линиях. АЦП – аналого-цифровой преобразователь.

Генератор импульсов частоты дискретизации FD синхронизирован сигналом высокостабильной опорной частоты 100 МГц, получаемым от водородного стандарта частоты. Все тактовые частоты для вычислителей спектров получены делением частоты FD, что гарантирует высокую точность при определении частот спектральных компонентов принимаемого излучения, по которым определяются доплеровские смещения частот и лучевые скорости источников излучения.

Микросхема АЦП EV10AQ190 с встроенным m-канальным демультиплексором допускает работу либо с частотой дискретизации FD = 2048 МГц и m = 4, когда анализируется спектр во всей полосе промежуточных частот (B0 = 1024 МГц), либо с частотой FD = 1024 МГц и m = 2, когда полоса анализа B0 = 512 МГц. Переключаемым фильтром на входе АЦП можно выбирать одну из полос пропускания приемного канала: 0–1024, 0–512 или 512–1024 МГц – на радиотелескопе РТ-32, а также одну из полос: 1024–2048, 1024–1536 или 1536–2048 МГц – на радиотелескопе РТ-13. Спектр сигнала при аналого-цифровом преобразовании переносится в область низких частот 0 < < FiB0, где Fi – дискретная частота с порядковым номером i.

С помощью m-канального демультиплексора цифровые выборки широкополосного сигнала в сопровождении меандра тактовой частоты Fт = = FD/2m = 512 МГц передаются в п.л.и.с. XC4VLX15, которая выполняет функции разветвителя цифровых выборок и сопровождающих тактовых частот для первой из двух п.л.и.с. XC4VSX55 и для п.л.и.с. XC5VSX95T. Здесь применен формат Double Data Rate, который обеспечивает ввод кодов выборок в п.л.и.с. как по положительному, так и по отрицательному фронтам сопровождающего меандра.

В первой п.л.и.с. XC4VSX55 сформирован модуль выделения из высокоскоростного сигнала с полосой B0 узкополосного сигнала ΔF. Полоса ΔF выделяемого сигнала устанавливается примерно вдвое большей ширины спектра принимаемого сигнала ΔFs, чтобы при калибровке спектра по шумовым пилот-сигналам можно было определить уровень собственных шумов радиотелескопа [3].

В модуле выделения узкополосного сигнала (рис. 2) цифровые выборки широкополосного сигнала через распределитель выборок поступают на 4m канала комплексного полифазного фильтра, который разделяет входной сигнал на 4m комплексных полосовых сигналов, понижая при этом тактовую частоту Fт до Fт1 = 128 МГц. Фазовыми селекторами сигналов ФСС из каждого комплексного полосового сигнала выделяются два действительных сигнала с полосами Bc = B0/4m = = 64 МГц. Затем видеоконвертор с цифровым гетеродином [7], работающий с тактовой частотой 128 МГц, из полосового сигнала выделяет сигнал с полосой ΔF и преобразует его к полосе низких частот 0–ΔF.

Рис. 2.

Модуль выделения узкополосного сигнала. ФСС – фазовый селектор сигналов, КПЧ – квадратурный преобразователь частоты.

При полифазной фильтрации искажаются сигналы на частотах Fi около нулевой частоты и около частот, кратных значению 0.5Fт1 (у границ полос Bc). Поэтому в рассматриваемом модуле выборки широкополосного сигнала поступают в каналы полифазного фильтра либо непосредственно с коммутатора, либо через квадратурный преобразователь частоты с гетеродином, работающим на частоте Fг = Fт1/4 = 32 МГц.

Во втором случае полосовые сигналы смещаются по частоте на 0.5Bc. Это обеспечивает выделение узкополосных сигналов без искажений на любых частотах в полосе B0. Такой способ цифрового выделения сигналов был апробирован в преобразователе потоков данных для многоканального радиоинтерферометра [8].

Выделенный цифровым видеоконвертором сигнал с тактовой частотой Fт2 = 2ΔF передается во вторую п.л.и.с. XC4VSX55, где методом б.п.Ф. вычисляются и накапливаются на заданном интервале времени τ мгновенные спектры мощности сигнала при достаточно высокой разрешающей способности по частоте (при очень маленьком разносе w дискретных частот). Мгновенные спектры вычисляются конвейерным способом, обеспечивающим считывание цифровых выборок входного сигнала без перерывов, и накапливаются раздельно для четных и нечетных полупериодов модуляции генератора шумовых импульсов.

С этой целью в моменты завершения очередных циклов вычисления спектров формируются короткие импульсы, переключающие генератор меандра, который управляет генератором шумовых пилот-сигналов. При тактовой частоте вычислителя спектров Fт2 = 2ΔF мгновенные спектры мощности вычисляются с периодом tсп =1/w. В течение времени τ накапливается по n = 05τw спектров для разных полупериодов модуляции генератора шума.

Усредненные спектры мощности, полученные соответственно при отсутствии и наличии шумовых импульсов калибровки, передаются в компьютер для вычисления и регистрации спектров мощности ${{P}_{{si}}}({{f}_{{si}}})$ и шумовых температур ${{T}_{{si}}}({{f}_{{si}}})$ принимаемого антенной радиосигнала.

Компьютер вычисляет мощности p1j спектральных компонентов с частотами Fj  в полосе частот, где нет исследуемого сигнала (спектр собственного шума радиотелескопа), для полупериодов модуляции, соответствующих паузам между импульсами шума калибровки. В этой же полосе частот вычисляются мощности p2j для сигнала, накопленного при воздействии шумовых импульсов калибровки. Аналогично вычисляются мощности p1i и p2i для спектральных компонентов с частотами Fi в полосе частот ΔFs, которую занимает исследуемый сигнал.

Усреднение мощностей p1j и p2j по частотам Fj и по ансамблю вычисленных мгновенных спектров дает средние значения мощностей спектральных компонентов шумового сигнала на входе спектрометра в паузах между шумовыми импульсами калибровки (${{p}_{{1{\text{ш}}}}}$) и при их воздействии (${{p}_{{2{\text{ш}}}}}$). По средним значениям мощностей спектральных компонентов вычисляют температуру ${{T}_{{\text{ш}}}}$ собственных шумов радиотелескопа, коэффициент усиления мощности в приемной системе ${{K}_{{{\text{пр}}}}}$ и шумовые температуры ${{T}_{{si}}}$ принятого антенной сигнала [9]:

${{K}_{{{\text{пр}}}}} = ({{p}_{{{\text{2ш}}}}} - {{p}_{{1{\text{ш}}}}}){\text{/}}(kw{{T}_{{x~{\text{ср}}}}}),$
${{T}_{{\text{ш}}}} = {{T}_{{x~{\text{ср}}}}}{{p}_{{1{\text{ш}}}}}{\text{/}}({{p}_{{2{\text{ш}}}}} - {{p}_{{1{\text{ш}}}}}),$
(1)
${{T}_{{si}}} = 0.5{{T}_{{x~{\text{ср}}}}}\left[ {\frac{{({{p}_{{2i}}} + {{p}_{{1i}}}) - ({{p}_{{2{\text{ш}}}}} + {{p}_{{1{\text{ш}}}}})}}{{{{p}_{{2{\text{ш}}}}} - {{p}_{{1{\text{ш}}}}}}}} \right].$

В этом случае исключены потери времени приема сигнала, так как учитываются результаты накопления сигнала как при воздействии шумовых импульсов калибровки, так и в паузах между ними. Коэффициент усиления приемного канала и амплитуды вычисленных спектральных компонентов сигнала калибруются в процессе приема сигнала без применения дополнительных измерителей мощности.

Разрешающая способность вычислителя спектров регистрируемого сигнала ограничена максимальным для используемой п.л.и.с. числом ${{N}_{{{\text{max}}}}}$ дискретных частот в спектре мощности и, соответственно, минимальным разносом дискретных частот ${{w}_{{{\text{min}}}}} = {\Delta }F{\text{/}}{{N}_{{{\text{max}}}}}$. В вычислителе спектров с относительно узкой полосой анализа (ΔF ≤ 32 МГц) тактовая частота снижается до ${{F}_{{{\text{т}}2}}}~$ = 2ΔF, что позволяет уменьшить затраты блоков умножения в п.л.и.с. за счет неоднократного использования их в течение периода тактовой частоты, хотя это и требует выделения части логических ячеек для организации оперативной памяти.

Достаточно высокую разрешающую способность системы регистрации можно получить при использовании даже п.л.и.с. семейства Virtex-4 со средними по объему ресурсами. Для вычислителя на п.л.и.с. ХC4VSX55 число компонентов спектра составляет ${{N}_{{{\text{max}}}}}$ = 214 при ΔF = 32 МГц и может быть увеличено до ${{N}_{{{\text{max}}}}}~$ = 215 при ΔF ≤ 16 МГц. Полученной разрешающей способности по частоте вполне достаточно для регистрации радиоизлучений в спектральных линиях на радиотелескопах комплекса “Квазар-КВО”.

Использование п.л.и.с. Virtex-6 или Virtex-7 с целью повышения разрешающей способности было бы неоправданным, так как уменьшение интервала разрешения w требует увеличения периода ${{t}_{{{\text{сп}}}}}$ вычисления спектров и необходимого времени τ приема сигнала, а это ведет к дополнительному размыванию спектра принимаемого радиоизлучения из-за изменения доплеровской частоты.

Параллельно с вычислением спектров узкополосного сигнала работает вычислитель спектров мощности с широкой полосой B0 анализа, который выполнен на п.л.и.с. XC5VSX95T (рис. 3). В п.л.и.с. XC5VSX95T сформирован также модуль вычисления статистических параметров входных цифровых выборок сигнала, с помощью которого контролируется режим работы АЦП. По среднеквадратическому отклонению цифровых выборок автоматически регулируется уровень шумового сигнала на входе АЦП, а по соотношению чисел положительных и отрицательных выборок подстраивается нулевой уровень.

Рис. 3.

Вычислитель спектров мощности, сформированный в микросхеме XC5VSX95T.

Выборки широкополосного сигнала демультиплексором и коммутатором на входе п.л.и.с. распределяются по восьми параллельно работающим б.п.Ф.-вычислителям мгновенных спектров. Спектры вычисляются конвейерным способом по алгоритму Кули–Тьюки [10], который позволяет значительно уменьшить число операций умножения и сложения.

Как и в узкополосном спектрометре, спектры мощности сигнала с полосой B0, вычисленные для разных полупериодов модуляции ${{F}_{{\text{м}}}}$ генератора шума, накапливаются и усредняются раздельно. Разность полученных спектров дает спектр мощности шумовых пилот-сигналов ${{P}_{x}}({{F}_{r}})$, где Fr – частота в полосе 0–B0. Через устройство управления на базе процессора Microblaze спектр ${{P}_{x}}({{F}_{r}})$ передается в компьютер, который вычисляет спектр шумовой температуры пилот-сигналов ${{T}_{{xr}}}({{f}_{r}})$, где fr – частота с порядковым номером r, пересчитанная к входу приемного устройства.

Чтобы определить максимальное число nmax компонентов спектра мощности сигнала в широкой полосе анализа (${{B}_{{{\text{ан}}}}}$ = B0) и минимальный интервал частотного разрешения Wmin = Bан/nmax, с использованием пакета программ ISEWebPack проведено моделирование вычислителей спектров на п.л.и.с. серий от Virtex-4 до Virtex-7 включительно. При этом учитывались затраты части ресурсов логических ячеек исполнения на организацию оперативной памяти для б.п.Ф.-вычислителя Кули–Тьюки, на формирование устройства управления с процессором Microblaze и на выполнение внешних соединений.

Высокую разрешающую способность (W ≈ 10 кГц) можно получить в широкополосном вычислителе спектров на п.л.и.с. серий Virtex-6 и Virtex-7. П.л.и.с. XC5VSX95T при полосе B0 ≈ 250 МГц может обеспечить интервал частотного разрешения W не хуже 8 кГц, но из‑за дефицита ресурсов при полосе анализа 1 ГГц на ней трудно получить разрешение менее 1 МГц (рис. 4).

Рис. 4.

Зависимости минимальных интервалов частотного разрешения от полосы анализа для п.л.и.с. разных серий.

Ввиду того что мощность шумовых пилот-сигналов при изменении частоты меняется достаточно медленно, при широкополосном измерении их спектров вполне допустимо снижение разрешающей способности по частоте до 1 МГц. Поэтому в рассматриваемой системе регистрации применена недорогая п.л.и.с. ХC4VSX55, в которой размещены широкополосный вычислитель спектров мощности с n = 210 спектральными компонентами, два переключаемых накопителя спектров с вычитающим устройством на выходе, модуль статистического контроля выборок сигнала и устройство управления системой.

Вычислитель спектров имеет разрешающую способность W = 1 или 0.5 МГц при полосах анализа 1024 или 512 МГц соответственно. Следует отметить, что разработанные в последнее время п.л.и.с., например XC7VX485T, дают возможность заменить все 4 п.л.и.с. (согласно рис. 1) на одну, не ухудшая при этом параметров системы регистрации и в то же время упрощая топологию печатной платы.

При работе системы регистрации с радиоастрономическим приемным устройством диапазона волн Х (8.2–9.1 ГГц) установлено, что на некоторых участках рабочей полосы частот отклонение мощности шумовых импульсов калибровки от среднего значения $~{{T}_{{xr}}} - {{T}_{{x~{\text{ср}}}}}$, даже при нормальной комнатной температуре, может составлять 15–20% (рис. 5). Отклонения могут увеличиться до 25–30% из-за самопрогрева генератора шумовых импульсов, изменений температуры окружающей среды и нестабильности тока в лавинно-пролетном диоде.

Рис. 5.

Спектр мощности шумового пилот-сигнала в приемном устройстве диапазона частот 8.1–9.1 ГГц.

Таким образом, использование среднего значения ${{T}_{{x~{\text{ср}}}}}$ при расчете спектра принимаемого сигнала ${{T}_{{si}}}({{f}_{{si}}})$ по формуле (1) вносит дополнительные ошибки в оценки амплитуд спектра, достигающие 30%. Это затрудняет регистрацию малых изменений интенсивности излучения на заданных частотах. Поскольку в каждом приемном канале используется свой генератор шумовых импульсов, могут появиться ошибки при оценках распределения мощности спектрального компонента радиосигнала по двум ортогональным поляризациям волн.

ПАРАМЕТРЫ СИСТЕМЫ РЕГИСТРАЦИИ

К основным параметрам цифровой системы регистрации радиоизлучений в спектральных линиях относятся рабочая полоса частот входного сигнала (B0 = 1024 или 512 МГц), полоса анализа спектра ΔF, разрешающая способность по частоте (w), точность измерения амплитуд спектра, чувствительность и время накопления сигнала. Программное обеспечение системы предусматривает выбор полос анализа ΔF: 32, 16, 8, 4 или 1 МГц. Этим полосам соответствуют интервалы частотного разрешения w: 1952, 976, 488, 244 и 61 Гц.

Точность оценок амплитуд спектра шумовых температур зависит от отношения сигнал/шум ${{q}_{i}} = {{T}_{{si}}}{\text{/}}{{T}_{{\text{ш}}}}$ на входе приемной системы, от времени накопления τ и от точности измерения шумовой температуры Tx пилот-сигналов. При достаточно слабых импульсах калибровки с абсолютно равномерным спектром (${{T}_{{xi}}} = {{T}_{{x~{\text{ср}}}}} \ll {{T}_{{\text{ш}}}}$) шумовая температура ${{T}_{{si}}}$ сигнала, принимаемого на частоте ${{f}_{{si}}}$, определяется с относительной среднеквадратической погрешностью [9]

(2)
${{\delta }_{{{{T}_{i}}}}} = \frac{1}{{{{q}_{i}}\sqrt {\tau w} }}.$

При полосе анализа 16 МГц и времени накопления τ = 16 с, например, шумовая температура спектрального компонента сигнала с уровнем ${{T}_{{si}}}~$ ~ ~ 0.1${{T}_{{\text{ш}}}}$ измеряется с относительной среднеквадратической погрешностью 4%. Время приема и накопления сигнала, при котором относительная погрешность измерения амплитуд спектра меньше допустимого значения ${{\delta }_{{{\text{доп}}}}}$, определяется условием $\tau > {{({{q}_{i}}~{{\delta }_{{{\text{доп}}}}})}^{2}}{\text{/}}~w$.

Чувствительность системы регистрации и точность измерения спектра зависят, как следует из (2), от времени когерентного накопления сигнала. Максимальное (допустимое для системы регистрации) время когерентного накопления сигнала определяется на основе измерения вариаций Аллана (рис. 6). Для данного вычислителя спектров мощности ${{\tau }_{{{\text{max}}}}}~$ = 100 с, но регистрировать космическое излучение в спектральных линиях при τ > 30 с нецелесообразно, так как размывается спектр из-за вращения Земли. Программное обеспечение системы регистрации предусматривает возможность установки времени накопления τ в пределах 0.1–30 с шагом 1 с.

Рис. 6.

Вариация Аллана для широкополосного вычислителя спектров.

При разработке вычислителя спектров на п.л.и.с. необходимо учитывать затраты части ресурсов логических ячеек исполнения на организацию оперативной памяти при вычислениях по алгоритму Кули–Тьюки, устройства управления с процессором Microblaze и внешних соединений. В узкополосном вычислителе спектров на п.л.и.с. ХC4VSX55 принято N = 214, а программное обеспечение предусматривает выбор полос анализа ΔF = 32, 16 или 8 МГц с разрешающей способностью по частоте w = 1952, 976 или 488 Гц.

В случае отклонения ${{a}_{x}}$ шумовой температуры пилот-сигнала калибровки от номинала (при ${{T}_{{xi}}} = {{T}_{x}}$ + ax) при расчете ${{T}_{{si}}}$ по формуле (1) появляется дополнительная ошибка ${\Delta }{{T}_{{si}}}~$ = (${{a}_{x}}$/${{T}_{x}}$)$~{{T}_{{si}}}$, где ${{a}_{x}}$/${{T}_{x}}$ – относительная ошибка определения реального значения ${{T}_{{xi}}}$, а значение ${{T}_{{si}}}$ определено для номинальной температуры калибровки ${{T}_{x}}$.

Величины ${{a}_{x}}$ и ${\Delta }{{T}_{{si}}}$ зависят от точности широкополосного вычислителя спектра ${{P}_{x}}({{F}_{r}})$, принцип действия которого подобен коммутируемому спектрально-селективному радиометру [9]. Отличие лишь в том, что измеряется не принимаемый антенной сигнал, а импульсный шумовой пилот-сигнал калибровки. При малой мощности пилот-сигнала (${{T}_{{xi}}} \ll {{T}_{{\text{ш}}}}$) относительную среднеквадратическую погрешность измерения амплитуд спектра пилот-сигналов можно определить по формуле

${{\delta }_{{{{T}_{x}}}}} = \left( {\frac{{2{{T}_{{\text{ш}}}}}}{{{{T}_{{xi}}}}}} \right)\sqrt {\frac{2}{{\tau {{B}_{0}}}}} .~$

В системе регистрации с полосой 1024 МГц при импульсах калибровки с уровнем ${{T}_{x}}~\sim ~0.01{{T}_{{\text{ш}}}}$ и времени накопления τ = 16 с шумовая температура ${{T}_{{xr}}}$ на частоте ${{f}_{r}}$ определяется со среднеквадратической погрешностью 2.2% (разброс оценок в пределах ±6.6%). Погрешности измерений в канале коррекции неравномерности спектра шумовых импульсов в 2.5 раза меньше погрешностей основного узкополосного вычислителя спектров и почти не влияют на результаты регистрации исследуемого излучения.

ЗАКЛЮЧЕНИЕ

Экспериментальный образец системы регистрации использовался на радиотелескопе РТ-32 при наблюдениях источников излучения в спектральных линиях W3(OH), W49, W51, W75 по программе Ru-OH. Наблюдения подтвердили высокое качество системы. Так, благодаря высокой точности и хорошей разрешающей способности системы были выявлены статистически значимые короткие переменности радиоизлучения источника W3(OH) [11] и более существенные, хорошо заметные переменности (от 1.5 до 5.5 раза) отдельных компонентов источников W49, W75 [12].

Список литературы

  1. Гренков С.А., Ипатов А.В., Кольцов Н.Е. Патент РФ на полезную модель 64386 U1. Класс МПК G01R 23/16, G01R 23/18 // БИ. 2007. № 18.

  2. Гренков С.А., Кольцов Н.Е. // ПТЭ. 2009. № 3. С. 160.

  3. Кольцов Н.Е. Патент РФ на изобретение № 2316775 С1. Класс МПК G01R 23/16. // БИ. 2008. № 4.

  4. Гренков С.А., Носов Е.В., Федотов Л.В., Кольцов Н.Е. // ПТЭ. 2010. № 5. С. 60.

  5. Гренков С.А., Кольцов Н.Е., Носов Е.В., Федотов Л.В. // ПТЭ. 2009. № 5. С. 80.

  6. Гренков С.А., Кольцов Н.Е., Федотов Л.В. Патент РФ на полезную модель RU 175721 U1. Класс МПК H03D 7/00 // БИ. 2017. № 35.

  7. Гренков С.А., Кольцов Н.Е. Патент РФ на полезную модель RU 174149 U1. Класс МПК H03D 7/00, H03L 7/06 // БИ. 2017. № 28.

  8. Гренков С.А., Кольцов Н.Е. // ПТЭ. 2019. № 5. С. 44. https://doi.org/10.1134/S0032816219040244

  9. Кольцов Н.Е. // Известия вузов России. Радиоэлектроника. 2011. Вып. 2. С. 59.

  10. Blahut R.E. Fast algoritms for digital signal processing. Addison-Wesley Publishing Company Inc., 1985.

  11. Госачинский И.В., Ипатов А.В., Гренков С.А., Рахимов И.А. // Астрофизический бюллетень. 2016. Т. 71. № 3. С. 358.

  12. Госачинский И.В., Ипатов А.В., Гренков С.А., Рахимов И.А.// Труды ИПА РАН. 2018. Вып. 47. С. 91.

Дополнительные материалы отсутствуют.