Радиотехника и электроника, 2021, T. 66, № 2, стр. 141-144

ВВЕДЕНИЕ

Коаксиально-волноводные переходы (КВП) широко применяются в современной микроволновой технике для согласования линии передачи с Т-волнами и волноводами. Принципы построения таких устройств хорошо известны из литературы, а разнообразие конструкций КВП весьма велико [1]. К тем из них, которые предназначены для работы в составе бортовых радиоретрансляционных комплексов систем космической связи (СКС), как известно [1, 2], предъявляются повышенные и зачастую противоречивые требования по электрической и механической прочности, эксплуатационным характеристикам, стойкости к возникновению электростатического разряда и мультипакторного пробоя, габаритам и массе. В частности, наиболее электрически прочными являются КВП с индуктивными зондами, когда внутренний проводник коаксиальной линии соединен с одной из стенок волновода, но такие КВП, как правило, обеспечивают лишь узкополосное согласование. Широкополосные КВП с емкостным зондом часто имеют ограничения по передаче электромагнитных (ЭМ) сигналов высокого уровня мощности из-за наличия зазора между концом внутреннего проводника коаксиальной линии и стенкой волновода. Одна из таких конструкций, описанная в [3], имеет дополнительный цилиндрический элемент, являющийся продолжением емкостного зонда. Радиус этого элемента больше радиуса зонда, что позволяет существенно увеличить полосу рабочих частот КВП. Результаты экспериментальных исследований нескольких таких КВП на стандартных прямоугольных волноводах (ПрВ) для частотных диапазонов 2…3.6 ГГц, 3…4 ГГц, 8…12.5 ГГц и 12.4…18 ГГц можно найти в работах [1, 3].

Однако в СКС часто применяются волноводы с узкой боковой стенкой, например ПрВ с размерами поперечного сечения a × b = 61 × 10 мм (а и b – размеры широкой и узкой стенок волновода соответственно), для согласования которых с коаксиальной линией в [4] был предложен соосный КВП. Структура уголкового КВП для согласования другого ПрВ (a × b = 28.5 × 5 мм) с коаксиальной 50-омной линией в частотном диапазоне 5.7…11.1 ГГц, особенностью которой является ступенчатая конструкция волноводной части перехода, была рассмотрена в [5]. Аналогичная структура была использована в [1, 6] для создания макетов КВП на базе ранее указанного ПрВ a × b = = 61 × 10 мм для согласования с коаксиальной линией D/d = 4.15/1.27 мм, где D и d – внешний и внутренний диаметр соответственно. Основной недостаток этой структуры – наличие острой кромки ступени, что может привести к снижению электрической прочности при передаче по переходу СВЧ-мощности высокого уровня.

Цель данной работы – усовершенствование такой структуры уголкового КВП и снижение рисков электрического пробоя.

1. КОНФИГУРАЦИЯ БАЗОВОГО ПЕРЕХОДА

На рис. 1 представлена конфигурация ступенчатого КВП, разработанного в [1, 6] для радиоэлектронной аппаратуры систем наземной и космической связи. Переход состоит из регулярного волноводного отрезка a × b × w = 61 × 10 × 35 мм и резонаторного участка сечением a × m = 61 × × 13.93 мм, в котором на удалении l от короткозамкнутой стенки размещается емкостной зонд (размеры см. на рисунке). Область между проводниками коаксиальной линии заполнена материалом Тефлон с диэлектрической проницаемостью ε = 2.1. Для изготовления макетов такого КВП в [1, 6] был использован алюминиевый сплав марки АМг6, а для цилиндрического элемента зонда – латунь ЛС59.

Как показали измерения данного КВП, проведенные в [6], он обеспечивает согласование на частотах 2.7…4.5 ГГц и прямые потери не более 0.2 дБ во всем заданном диапазоне.

В данной работе была построена численная 3D-модель этого перехода на методе конечных элементов (МКЭ), реализованном в пакете программ COMSOL V.5.2 с указанными ниже размерами (в мм):

На входе данного СВЧ-четырехполюсника задавались условия распространения Т-волны единичной амплитуды, а на выходе – поглощающие граничные условия, имитирующие идеализированную согласованную нагрузку. Расчеты проводились для диапазона частот 2.5…4.9 ГГц, соответствующего доминантному диапазону ПрВ a × b = 61 × 10 мм.

Проведенный в данной работе конечно-элементный расчет полностью подтвердил результаты численного моделирования рассматриваемого КВП, полученные в [1, 6]. Однако, как показал анализ распределений ЭМ-полей в переходе на разных частотах, влияние острой кромки ступени, которая располагается на расстоянии менее 2 мм от дискового элемента зонда, в ряде случаев может оказаться существенным для формирования условий мультипакторного или электрического пробоя.

2. АНАЛИЗ МОДИФИЦИРОВАННОЙ МОДЕЛИ ПЕРЕХОДА

С целью устранения этого недостатка в данной работе была предложена структура перехода, показанная на рис. 2. Ее основным отличием от базовой модели (рис. 2а) является закругленный участок радиусом r в конструкции перехода, используемый вместо ступенчатого (рис. 2б).

Для исследования новой структуры перехода были построены две дополнительные модели на МКЭ с теми же размерами, что указаны выше для ступенчатого перехода, но разными радиусами закругления: r = m – b (модель 1) и r = 2(m – b) (модель 2). Общее число тетраэдрических элементов сетки конечных элементов в обеих моделях варьировалось в пределах 4 × 10⁴ ≤ N_e ≤ 7 × 10⁴. Амплитудно-частотные характеристики (АЧХ) двух типов КВП, ступенчатого и модифицированного, представлены на рис. 3, где также приведены данные измерений ступенчатой конструкции, взятые из [6]. Некоторое расхождение численных и экспериментальных данных на рис. 3 можно объяснить принятыми для численной модели допущениями об отсутствии потерь в системе и идеальном согласовании с внешними СВЧ-цепями на входе и выходе многополюсника.

Как видно из результатов расчета, закругление ступенчатого участка приводит к ухудшению параметров согласования по сравнению с базовой конфигурацией КВП.

3. СИНТЕЗ УСОВЕРШЕНСТВОВАННОГО ПЕРЕХОДА

Для снижения числа параметров задачи оптимизации КВП зафиксируем размеры ПрВ (a = 61 мм, b = 10 мм) и коаксиальной линии (D = 4.15 мм, d = = 1.27 мм). Тогда, вектор варьируемых параметров модели:

С учетом взаимного характера рассматриваемого четырехполюсника целевая функция задачи оптимизации имеет вид [7]:

где q_1,2 – весовые коэффициенты, сумма которых равна единице, G(x) – штрафная функция, f_макс = = 4.9 ГГц, f_мин = 2.5 ГГц, Δf – шаг по частотной оси, N – число анализируемых точек частотного диапазона, ${{\tilde {S}}_{{11}}}$ и ${{\tilde {S}}_{{21}}}$ – заданные значения коэффициентов отражения и передачи соответственно.

В качестве начального приближения возьмем модель 1 КВП с радиусом закругления r = m – b (см. рис. 2), размеры которой (Х₀) формируют центр многомерной области $\tilde {\vartheta }$ поиска возможных решений Х*. В этом случае, учитывая вероятность появления Х* на периферии этой области, удается сократить время поиска [8]. При этом штрафная функция G(x) накладывает ограничения на выход Х* за пределы области $\tilde {\vartheta }$:

где η – произвольное сколь угодно большое число [8]; Х_m – предельное значение параметра Х. В качестве такого обобщенного параметра в данном случае могут быть использованы геометрические параметры, формирующие вектор $\bar {V}$(1).

Дальнейшее решение задачи оптимизации выполняли с привлечением алгоритма [9] и численных моделей КВП, описанных ранее.

Как показали вычисления, наиболее перспективным направлением поиска возможных решений Х* оказалось изменение двух размеров: общей длины перехода L и расстояния от зонда до короткозамкнутой стенки l (см. рис. 2). При этом для модели 2 центральная точка закругления r = = 2(m – b) смещается таким образом, чтобы один из базовых размеров КВП вдоль вертикальной оси оставался без измерений m – b = const.

Найденные в ходе оптимизации и численного моделирования решения представлены на рис. 4. Из этих данных видно, что незначительное увеличение длины КВП и размера l приводит к улучшению согласования (уменьшению отраженной мощности и увеличению коэффициента передачи) как для модели 1, так и для модели 2 анализируемой структуры со скругленной ступенью. Причем согласование на уровне КСВН < 1.2, где КСВН – коэффициент стоячей волны по напряжению в диапазоне частот 2.7…4.9 ГГц достигается для модели 1 при увеличении длины перехода на 2 мм (см. рис. 4, кривая 1'), а в диапазоне 2.86…4.9 ГГц – для модели 2 при увеличении длины перехода на 1 мм (рис. 4, кривая 2). То есть итоговый выбор приемлемого технического решения для анализируемого КВП зависит от компромисса между шириной полосы рабочих частот и запасом электрической прочности перехода.

ЗАКЛЮЧЕНИЕ

С помощью конечно-элементных 3D-моделей решена задача оптимизации усовершенствованных КВП высокого уровня мощности для радиоэлектронных комплексов систем наземной и космической связи. Предложены технические решения конструкций таких переходов, обеспечивающие широкополосное согласование нестандартных прямоугольных волноводов с коаксиальными линиями передачи и снижение рисков мультипакторного и электрического пробоя. Для всех исследуемых волноводов достигнуто затухание ЭМ-сигнала менее 0.1 дБ в полосе частот 2.7…4.9 ГГц и согласования на уровне КСВН < 1.2 в диапазоне 2.9…4.9 ГГц.