Радиотехника и электроника, 2021, T. 66, № 6, стр. 594-601

ВВЕДЕНИЕ

С середины ХХ в. известно, что мода Н₀₁ круглого волновода имеет уникально низкие тепловые потери в широкой полосе частот [1]. Еще одним достоинством трактов с такой рабочей модой в силу осевой симметрии ее поля и отсутствия продольных токов является простота реализации вращающихся сочленений при высоком уровне пропускаемой мощности. Несмотря на указанные достоинства, тракты с модой Н₀₁ не нашли широкого практического применения.

Одной из причин ограниченного использования моды Н₀₁ является отсутствие широкополосных излучателей на базе круглого волновода с этой модой. Проблема создания излучателей на основе круглого волновода со скалярными рабочими модами Н₀₁ и Е₀₁ связана с воронкообразной формой диаграммы направленности (ДН) и зависимостью поляризации от азимутального угла при излучении этих мод из открытого конца волновода или рупора. Переход к моде Н₁₀ прямоугольного волновода с использованием известных преобразователей мод приводит к дополнительным потерям, сужению рабочей полосы частот и уменьшению пропускаемой мощности.

В работе [2] был предложен излучатель моды Н₀₁ в виде открытого конца круглого волновода со ступенчатым срезом. Однако непосредственное применение такого излучателя ограничено из-за большой ширины главного лепестка ДН в Е-плоскости (около 180°). Для сужения ДН излучателя в этой плоскости в работе [3] использовано цилиндрическое зеркало. Недостатком таких излучателей является частотное сканирование ДН в Н-плоскости, что ограничивает их использование в качестве облучателей антенных систем, а непосредственное использование в качестве антенны ограничено из-за небольшого коэффициента усиления.

Другой подход к формированию остронаправленной ДН скалярных мод был предложен в работе [4], он основан на использовании открытого конца круглого волновода и расположенной перед ним анизотропной диэлектрической пластины (преобразователя поляризации) с одноосной анизотропией и осью тензора, образующей семейство конфокальных оси волновода парабол. Анизотропия пластины была экспериментально реализована за счет использования слоистого диэлектрика. Этот подход был использован в работе [5] путем расположения преобразователя поляризации вместе с диэлектрической линзой, а также при построении двухзеркальной антенны со вспомогательным зеркалом с анизотропной проводимостью за счет выполнения на его отражающей поверхности канавок четвертьволновой глубины, образующих семейство конфокальных парабол [6]. Следует отметить, что полоса рабочих частот описанных антенн ограничена из-за искажений поляризации формы ДН прошедшего поля при отклонении электрической толщины пластины или глубины канавок от заданных значений.

Цель данной работы – исследовать возможность построения малоразмерной синфазной волноводной антенной решетки, возбуждаемой круглым волноводом с рабочей модой Н₀₁ и рабочей полосой частот, ограниченной только одномодовым режимом прямоугольных волноводов решетки.

1. КОНСТРУКЦИИ АНТЕННЫХ РЕШЕТОК

Рассмотрим два варианта построения синфазной антенной решетки (АР), которая возбуждается модой Н₀₁ круглого волновода. Первая АР с квадратной апертурой 30.4 × 30.4 мм содержит 16-канальный делитель мощности 1 (ДМ1) с равномерным делением между волноводными выходами сечением 7.2 × 3.44 мм и 16 рупоров в виде плавных волноводных переходов в Е-плоскости на сечение 7.2 × 7.2 мм (рис. 1а), а вторая – с квадратной апертурой 45.6 × 45.6 мм содержит 24-канальный ДМ2 с равномерным делением мощности между волноводными выходами сечением 7.2 × 3.0 мм и 24 рупора в виде плавных волноводных переходов в Е-плоскости на сечение 7.2 × 11 мм (рис. 1б).

Рис. 1.

Конструкции волноводных решеток из 16 элементов (а) и 24 элементов (б).

Входной круглый волновод с рабочей модой Н₀₁ разделен металлическими перегородками на одинаковые секторы. Каждый канал ДМ имеет вход в виде сектора круглого волновода, переход от секторного волновода в одномодовый прямоугольный в виде 90-градусного изгиба и несколько изгибов прямоугольного волновода в плоскости, ортогональной оси круглого волновода. Выходы делителя мощности подключены к входам плавных переходов прямоугольного волновода в Е-плоскости на многомодовое сечение.

В первой АР возбуждающий круглый волновод радиусом r разделен на 16 секторов с углом раствора β₁ = 22.5°, а во второй АР – на 24 сектора c углом раствора β₂ = 15°. Общий вид и сечения перехода от секторного волновода на прямоугольный волновод в виде нескольких изломов показаны на рис. 2а, а в виде плавного изгиба – на рис. 2б.

Рис. 2.

Секторные переходы в виде изломов (а) и плавных переходов (б).

Входы и выходы секторных переходов расположены на разных расстояниях от входа круглого волновода (по четыре на каждом этаже). Первая АР состоит из четырех этажей, а вторая АР – из шести этажей.

Для реализации синфазной АР электрические длины всех каналов должны быть одинаковы. Так как каждый канал ДМ содержит участок прямоугольного, круглого и секторного волноводов, то для реализации широкой полосы частот радиусы круглого и секторного волноводов должны быть выбраны так, чтобы фазовая скорость распространения моды во всех волноводах была одинакова. Поскольку фазовая скорость в полом волноводе определяется его критической частотой, то для этого достаточно обеспечить равенство критических частот волноводов. Критическая длина волны основной моды прямоугольного волновода равна 2a (а – размер широкой стенки волновода), а круглого и секторного волновода с модой Н₀₁ – 1.64r [1]. Приравнивая, находим радиус круглого волновода а = 0.82r. Выбирая размер широкой стенки прямоугольного волновода а = 7.2 мм, получаем r = 8.78 мм. Размеры узкой стенки прямоугольного волновода для первой АР b₁ = 3.44 мм, а для второй b₂ = 3 мм.

В качестве рупоров решеток используются плавные переходы прямоугольного волновода в Е-плоскости длиной 20.3 для АР1 и 24 мм для АР2 соответственно, с образующим криволинейных стенок в виде сопряженных дуг окружностей, предложенные и исследованные в работе [7].

2. МОДЕЛИРОВАНИЕ АНТЕННЫХ РЕШЕТОК

Прежде всего проведем моделирование и оптимизацию секторных переходов. На рис. 3 показаны результаты моделирования с использованием метода конечных элементов (МКЭ) частотных зависимостей коэффициентов отражения и передачи оптимизированного секторного перехода в виде нескольких изломов для первой АР и в виде плавного изгиба – для второй АР, а на рис. 4 – коэффициентов отражения ДМ1 и ДМ2.

Рис. 3.

Зависимости коэффициентов отражения S₁₁ (1,3) и передачи S₁₂ (2,4) секторных переходов от частоты: секторный переход с изломами (1, 2), плавный секторный переход (3, 4).

Рис. 4.

Зависимости коэффициентов отражения S₁₁ делителей мощности от частоты: ДМ 1 (1) и ДМ2 (2).

Из рис. 3 видно, что полосы частот, где коэффициент отражения делителей мощности не превышает уровень –20 дБ, примерно равны 15.3 ГГц, но сдвинуты на 3 ГГц. Из рис. 4 видно, что коэффициент отражения не превышает уровень –25 дБ от входа ДМ1 в полосе частот 25…40 ГГц, а от входа ДМ2 – в полосе частот 25…38 ГГц.

На рис. 5 представлены зависимости амплитуд мод в выходных каналах делителей мощности от частоты. Видно, что неравномерность распределения мощности не превышает 1 дБ на выходах ДМ1 в полосе частот 25…35 ГГц, а на выходах ДМ2 – в полосе частот 27…32 ГГц.

Рис. 5.

Частотные зависимости коэффициентов возбуждения каналов ДМ1 (а) и ДМ2 (б).

На рис. 6а и 6б представлены зависимости фазы полей в выходных каналах делителей мощности от частоты. Из рисунков видно, что на частоте 25…37.5 ГГц разница фаз в каналах не превышает 20°, возрастает с увеличением частоты и на частоте 40 ГГц достигает 30°.

Рис. 6.

Зависимость фазы каналов на выходе ДМ1 (а) и ДМ2 (б) от частоты.

На рис. 7 приведены результаты моделирования частотных зависимостей коэффициента отражения от входа антенных решеток с использованием МКЭ (кривая 1) и метода конечных разностей во временной области (МКРВО) (кривая 2). Из рис. 7 видно, что коэффициент отражения от входа первой АР не превышает уровень –15 дБ в полосе частот 25.6…45 ГГц (относительная полоса частот 55%), а второй АР – в полосе частот 27…38 ГГц (относительная полоса частот 33.8%).

Рис. 7.

Зависимости коэффициентов отражения первой АР (а) и второй АР (б) от частоты, рассчитанные с использованием МКЭ (1) и МКРВО (2).

На рис. 8 представлены ДН первой АР в Е- и Н-плоскостях на четырех частотах, рассчитанные с использованием МКЭ и МКРВО, а на рис. 9 – ДН второй АР. Из анализа данных рис. 8 и 9 видно, что ширина ДН первой АР по уровню –10 дБ на частоте 25 ГГц составляет 34°, а второй АР 22°. При увеличении частоты до 30 ГГц уровень ДН первой АР на углах ±17° составляет –18 дБ. Таким образом, в полосе частот 25…30 ГГц первая АР может быть использована не только как самостоятельная антенна, но и в качестве облучающей системы двухзеркальной антенной системы.

Рис. 8.

Диаграммы направленности первой АР в Е- (1, 2) и Н-плоскостях (3, 4) на частотах f = 25 (а), 27 (б), 30 (в) и 37.5 ГГц (г), рассчитанные с использованием МКЭ (1, 3) и МКРВО (2, 4).

Рис. 9.

Диаграммы направленности второй АР в Е- (1, 2) и Н-плоскостях (3, 4) на частотах f = 25 (а), 27 (б), 33 (в) и 37.5 ГГц (г), рассчитанные с использованием МКЭ (1, 3) и МКРВО (2, 4).

На рис. 10а и 10б показаны зависимости коэффициента усиления G и коэффициента использования поверхности (КИП) антенных решеток от частоты. Как видно из рисунков, в полосе частот 25…38 ГГц коэффициент усиления первой АР достигает уровня 22 дБ, а второй АР – 26 дБ, при этом КИП обеих решеток более 0.9.

Рис. 10.

Зависимости коэффициента усиления (а) и величины КИП (б) первой (1, 2) и второй АР (3, 4) от частоты, рассчитанные с использованием МКЭ (1, 3) и МКРВО (2, 4).

ЗАКЛЮЧЕНИЕ

На основании полученных результатов можно сделать следующие выводы.

1. Оба варианта предложенных и исследованных антенных решеток обеспечивают высокую эффективность в широкой полосе частот, близкой к полосе одномодовости прямоугольного волновода.

2. Антенные решетки могут быть использованы в качестве как широкополосных антенн, так и широкополосных облучателей двухзеркальных антенных систем.

3. Результаты моделирования с использованием МКЭ и МКРВО близки между собой за исключением области частотных резонансов вне границ одномодового режима прямоугольного волновода.

Следует отметить, что тепловые потери при электродинамическом моделировании в работе не учитывались. Однако их оценка в длинноволновой части миллиметрового диапазона показывает, что соответствующий учет приводит к падению коэффициента усиления и величины КИП менее чем на 0.1 дБ.

При расположении в волноводных каналах решеток фазовращателей оба варианта решеток могут обеспечить электрическое сканирование луча, при этом период второй решетки в Е-плоскости может быть уменьшен при замене плавных волноводных переходов на волноводные делители мощности.