Радиотехника и электроника, 2023, T. 68, № 11, стр. 1131-1139

1. ПОСТАНОВКА ЗАДАЧИ

Параллельно с бурным развитием и внедрением в различные сферы деятельности различной радиоэлектронной аппаратуры (РЭА) в последние годы ведутся активные работы по созданию новых источников мощного преднамеренного электромагнитного излучения [1–3]. Особо опасными являются сверхкороткие импульсы (СКИ), которые проявляются в виде отдельных импульсов или их последовательности [4]. Известны три эффекта, которые могут возникать в РЭА при воздействии СКИ: необратимые отказы некоторых элементов; переход активных элементов в режим насыщения; ошибки при передаче цифровых данных [5]. Первый эффект возникает при высоких уровнях воздействующего импульсного электромагнитного поля (более 100 кВ/м). Возникновение второго, как правило, происходит в тех случаях, когда частота повторения воздействующих импульсов составляет не менее нескольких сотен герц. Возможным следствием последнего является искажение битовой последовательности (искажение полезного сигнала). Этот способ воздействия на цифровые устройства демонстрирует высокую эффективность даже при относительно низких амплитудах воздействующих электромагнитных импульсов [6].

Современные цифровые и аналоговые микросхемы, как правило, имеют специальные защитные цепи, обеспечивающие ослабление помех. Для защиты широко используются специализированные устройства – газовые разрядники, варисторы, TVS-диоды. Однако они имеют некоторые недостатки: у газовых разрядников это – высокое значение напряжения срабатывания (от десятков до сотен вольт) и напряжения дуги (из-за этого использование их для защиты низковольтных цепей затруднительно); зависимость напряжения срабатывания от скорости нарастания импульса; низкое быстродействие; длительный период восстановления; ограниченный срок службы (данные взяты из каталога https://www.compel.ru/lib/66139). В качестве основного недостатка варисторов можно отметить их большую собственную емкость, которая вносится в цепь. В зависимости о конструкции, типа и номинального напряжения эта емкость может составлять от 80 до 30 000 пФ. Кроме того, недостатком элемента является низкочастотный шум, создаваемый им при работе. При длительном воздействии напряжений критической величины – рассеивание мощности прекращается, а сам полупроводниковый элемент перегревается и выходит из строя [7]. Стандартная технология TVS-диодов не позволяет делать их достаточно эффективными для напряжений ниже 5 В. Их емкостное сопротивление напрямую относится к области перехода и растет экспоненциально, в то время как рабочее напряжение снижается. Влияние емкостной нагрузки, которую создает защитный диод высокочастотному сигналу, или передачи через длинную линию, приводят к отражению сигнала (http://www.electrosad.ru/Electronics/zaschita.htm).

Для повышения защищенности РЭА от кондуктивных помех предлагаются такие устройства защиты, как ограничители, фильтры и т.д. Так, например, известно устройство защиты “Электрическая розетка с защитой от помех” [8]. Недостатком устройства является сложность конструкции. Известно устройство для защиты РЭА от импульсных перенапряжений [9], а также для защиты средств связи от импульсных перенапряжений [10]. Недостатками устройств являются сложность конструкции и малый ресурс. В работе [11] приведен обзор активных EMI-фильтров для снижения уровня кондуктивных помех в силовых электронных преобразователях. Однако у них есть недостатки: для большого количества цепей, требующих защиты, при стандартном подходе понадобится и большое количество фильтров, которые занимают большой объем; они включаются в разрыв контрольных и силовых кабелей, что при наличии большого количества цепей существенно затрудняет их установку и делает эту работу дорогой и сложной.

В последнее время все большее внимание уделяется устройствам на полосковых и микрополосковых линиях передачи (МПЛ). Они имеют малые габариты, простые конструкции, практически неограниченный срок службы, функционирование в широком диапазоне напряжений. Кроме того, они могут устанавливаться на печатных платах (ПП), что существенно экономит место в устройстве, так как не приходится выносить фильтры отдельным блоком. Производство таких фильтров существенно дешевле, а размещение их на плате не сложнее установки в блоке.

В работе [12] рассмотрены встречно-штыревые микрополосковые фильтры как устройства защиты от сверхширокополосных импульсов. Выявлено, что такие фильтры подходят для защиты электронных цепей от очень быстрых переходных процессов опасной амплитуды и легко интегрируются в электронные схемы. В работе [13] представлены результаты расчета и исследования фильтров нижних частот с распределенными параметрами с частотами среза 6 и 7 ГГц. Недостатком устройств является сложность интеграции в ПП.

В связи со сказанным актуален поиск новых устройств защиты. Так, исследуются новые защитные устройства на основе МПЛ, называемые модальные фильтры (МФ), в основу работы которых положено использование модальных искажений [14–16]. Основная идея модальной фильтрации заключается в ослаблении влияния помехового импульса за счет разности задержек мод его поперечных волн в МПЛ. Особый интерес представляют МФ, полученные за счет модификации МПЛ и копланарной линии (КПЛ). Это достигается, например, за счет двух вырезов в опорной плоскости. Такие МФ просты в реализации, имеют меньшую длину и достаточно хорошее подавление СКИ, а также легко интегрируются в реальные ПП. Так, например, МФ можно реализовывать в ПП, используя уже имеющиеся печатные дорожки на ПП. Так, в работе [17] экспериментально показана возможность ослабления СКИ в МФ с пассивным проводником в вырезе опорной плоскости. Конфигурация такого МФ получается за счет двух вырезов в опорной плоскости обычной МПЛ. В работе [18] рассматривается влияние двух способов соединения опорных проводников (на концах МФ и вдоль всей длины) на разложение СКИ в МФ на двухсторонней печатной плате (ДПП). Конфигурация такого МФ получается за счет двух вырезов в опорной плоскости обычной КПЛ. Показано, что в случае соединения только на концах МФ к выходу приходят три импульса, а вдоль всей длины – два. В работе [19] приведено сравнение характеристик КПЛ и МФ. Для сравнения характеристик изготовлен макет КПЛ длиной 53 мм. Показано, что КПЛ не позволяет защитить от СКИ (ослабление составило 1.21 раза по отношению к половине электродвижущей силы (ЭДС). После измерения КПЛ в ее опорной плоскости были сделаны два выреза, что позволило образовать МФ. Добавление двух вырезов позволило ослабить СКИ (по результатам измерений ослабление составило 2.3 раза по отношению к половине ЭДС). Длина МФ 53 мм позволяет его легко интегрировать в ПП, используя в качестве защиты уже имеющиеся печатные дорожки и полигоны. На рис. 1а, на примере платы программируемого микроконтроллера, показана возможность использования такого МФ в сигнальных линиях и цепях питания. Возможная схема включения МФ в электрическую цепь приведена на рис. 1б.

Рис. 1.

Пример реализации (а) и включения в цепь (б) МФ на ДПП.

Между тем исследования подобных МФ не завершены. Так, не исследовано экспериментально ослабление СКИ в МФ на ДПП с опорными проводниками, соединенными только на концах.

Цель данной работы – экспериментальное подтверждение ослабления СКИ в МФ на ДПП с опорными проводниками, соединенными только на концах, с демонстрацией возможности его использования для защиты сигнальных цепей от помех.

2. КОНСТРУКЦИЯ МФ, ПОДХОДЫ И МЕТОДЫ

На рис. 2а приведено поперечное сечение МФ на ДПП. На рис. 2б приведена схема включения МФ, которая состоит из пяти параллельных проводников. Активный проводник линии на одном конце соединен с источником СКИ, представленным на схеме идеальным источником ЭДС Е и внутренним сопротивлением R1. На другом конце активный проводник линии соединен с нагрузкой, представленной сопротивлением R3. Начало сигнального проводника (пассивного) на нижнем слое подложки подключено к пластине (является опорным проводником) через резистор R2, а конец – через резистор R4. Три крайних проводника являются опорными и напрямую подключены с обоих концов. Значения сопротивлений R1 = R2 = R3 = R4 = 50 Ом.

Рис. 2.

Поперечное сечение (а) и схема включения (б) МФ на ДПП: s – разнос проводников, w₁ – ширина активного А и пассивного П проводников, w₂ – ширина опорных О проводников, h – толщина диэлектрика, t – толщина проводников, ε_r – относительная диэлектрическая проницаемость.

Для проведения экспериментального исследования во временной области, использовался цифровой стробоскопический осциллограф DSA8300 (рис. 3а). С помощью дискретного модуля (80E04) на вход МФ подавался сигнал с линейно нарастающим фронтом. Количество точек усреднения принято равным 30. Из производных от временных откликов на ступенчатое воздействие U(t), получены временные отклики на воздействие вида dU(t)/dt. Так как исследуемое устройство линейно, то для простоты восприятия сигнал нормирован к 0.63 В по максимальной амплитуде. Данное воздействие использовалось в качестве ЭДС источника помехи с параметрами: амплитуда 0.634 В, время фронта 14.6 пс, спада 12 пс и плоской вершины 4.7 пс (по уровням 0.1…0.9), общая длительность (по уровню 0.5) 22 пс (рис. 3б).

Рис. 3.

Цифровой стробоскопический осциллограф DSA8300 (а) и форма воздействующей ЭДС (б).

Для проведения экспериментального исследования в частотной области был использован векторный анализатор электрических цепей “Панорама” Р4226 (рис. 4). Для повышения точности регистрации сигналов выполнена калибровка.

Рис. 4.

Векторный анализатор электрических цепей “Панорама” Р4226.

Предварительная оптимизация параметров поперечного сечения для изготовления лабораторного макета МФ, а также сравнение результатов измерения и моделирования выполняли с помощью квазистатического подхода в системе TALGAT. Матрицы L и С вычислены методом моментов. Потери в проводниках и диэлектриках определяются матрицами R и G. Моделирование в TALGAT позволяет значительно сэкономить время и средства на разработку устройств. Результаты моделирования имеют приемлемую точность, что подтверждено результатами многочисленных верификаций [20].

3. РЕЗУЛЬТАТЫ

3.1. Оптимизация

Для изготовления лабораторного макета выполнена оптимизация МФ на ДПП. Для этого взят двухсторонний фольгированный стеклотекстолит общей толщиной 250 мкм (t = 35 мкм и h = = 180 мкм). Оптимизировались ширина активного и пассивного проводников (w₁) от 500 до 4000 мкм и разнос проводников s от 500 до 4000 мкм при l = = 12 см. Ширина опорных проводников w₂ принята 800 мкм. Оптимизация выполнялась по критерию уменьшения амплитуды напряжения на выходе МФ за счет выравнивания амплитуд импульсов и максимизации разности погонных задержек мод. В качестве воздействующего импульса при оптимизации использовали сигнал стробоскопического осциллографа в форме ступеньки.

Выравнивание амплитуд и минимизация до 0.060 В достигнуты при w₁ = 700 мкм и s = 3450 мкм. Результаты моделирования показаны на рис. 5. Как видно, амплитуда выходного напряжения равна 0.06 В, а разность погонных задержек импульсов составляет 0.384 нс.

Рис. 5.

Форма напряжения на выходе оптимизированного МФ.

3.2. Макет МФ

Для изготовления макетов выполнена трассировка макета ПП МФ. Длина макета МФ принята равной 12 см (из-за гибкости макета ввиду малой толщины диэлектрика). После изготовления МФ проведен контроль геометрических параметров. С помощью увеличительного стекла с измерительной линейкой контролировали ширину печатных проводников и расстояние между ними. Получены реальные значения геометрических параметров, средние значения которых составили: w₁ = 738 мкм, w₂ = 985 мкм и s = 3255 мкм. На рис. 6 показан изготовленный макет МФ.

Рис. 6.

Фото верхнего (а) и нижнего (б) слоев макета МФ.

3.3. Результаты эксперимента

На рис. 7 представлены результаты эксперимента и моделирования во временной области. Видно, что СКИ раскладывается на два импульса с меньшими амплитудами с задержками lτ₂ и lτ₅. С изменением граничных условий на концах пассивного проводника на короткое замыкание (КЗ) и холостой ход (ХХ) амплитуда импульсов становится меньше. Экспериментально подтверждается появление дополнительных импульсов (см. рис. 7б, Д1 и Д2) при изменении граничных условий на концах пассивного проводника. Из рис. 7б видно, что при первом проходе сигнала по линии дополнительные импульсы отсутствуют, что объясняется отсутствием отражений от начала линии. Они появляются после третьего прохода, когда отраженный от конца линии сигнал (при первом проходе) вернулся в начало. Также видно, что амплитуда дополнительных импульсов меньше амплитуды основных импульсов мод. Следовательно, ослабление СКИ необходимо оценивать по значению U_max именно основных импульсов мод. Так, при согласованном случае, по результатам эксперимента, достигнуто ослабление входного воздействия в 5.4 раза, а в случае КЗ-ХХ – 6.7 раза. Амплитуды напряжения первых двух импульсов и разность задержек мод, полученные при эксперименте и моделировании, приведены в табл. 1.

Рис. 7.

Формы напряжения на выходе МФ, полученные при эксперименте (1) и моделировании (2): R2 = R4 = 50 Ом (а) и КЗ-ХХ (б).

Таблица 1.

Выходные характеристики исследуемого МФ

Параметр	Моделирование		Эксперимент
	50-50	КЗ-ХХ	50-50	КЗ-ХХ
U2, В	0.055	0.041	0.059	0.047
U5, В	0.057	0.021	0.055	0.028
Δτ, нс/м	3.7		3.1

Для точного определения времени прихода дополнительных импульсов c помощью квазистатического моделирования вычислены погонные задержки и время прихода пяти основных мод (табл. 2). Получившиеся комбинации и время прихода дополнительных импульсов приведены в табл. 3, а напряжения дополнительных импульсов по результатам моделирования и эксперимента – в табл. 4.

Таблица 2.

Погонные задержки и время прихода импульсов мод

Погонные задержки, нс/м		Время прихода, нс
τ1	3.55	lτ1	0.43	3lτ1	1.28
τ2	3.78	lτ2	0.45	3lτ2	1.36
τ3	6.94	lτ3	0.83	3lτ3	2.49
τ4	6.95	lτ4	0.83	3lτ4	2.50
τ5	6.96	lτ5	0.83	3lτ5	2.50

Таблица 3.

Параметры дополнительных импульсов при КЗ-ХХ

Импульс	Комбинация	Задержка, нс
1	l(2τ2 + τ3)	1.73
2	l(τ2 + 2τ3)	2.11

Таблица 4.

Амплитуды (U_i) дополнительных импульсов на выходе МФ при КЗ-ХХ

Амплитуда	Моделирование	Эксперимент
U1, В	0.0269	0.0223
U2, В	0.0143	0.0141

Из рис. 7 видно, что результаты эксперимента и моделирования во временной области хорошо согласуются по форме и времени прихода импульсов, хотя в эксперименте меньше разность задержек мод. Отклонение результатов моделирования и эксперимента, рассчитанное как (|X_м – – X_э|/|X_м + X_э|)100%, составляет 8.8%. Это обусловлено тем, что реальное значение ε_r меньше принятого в моделировании. Наблюдается некоторое отклонение результатов эксперимента и моделирования по амплитудам импульсов, что может быть вызвано неучтенным влиянием коаксиально-микрополосковых и коаксиальных переходов. Отклонения составляют: при согласованном случае для U₂ 3.5%, U₅ 1.8%, при КЗ-ХХ U₂ 6.8%, U₅ 14.3%.

На рис. 8 представлены результаты эксперимента и моделирования частотной зависимости |S₂₁|. Полосы пропускания f_c (по уровню –3 дБ) и резонансные частоты f_i приведены в табл. 5. По результатам эксперимента видно, что с изменением граничных условий полоса пропускания стала больше и составила 150 МГц, тогда как с нагрузками – 120 МГц. В конфигурации КЗ-ХХ частоты первого и второго резонансов уменьшаются. Небольшие отличия результатов обусловлены различием значений электрофизических параметров реальных прототипов и их математических моделей. Так, могут отличаться значения ε_r и tg_δ, что сдвигает графики по частоте. Помимо этого, в моделировании не учитывалось влияние коаксиально-микрополосковых и коаксиальных переходов, которые вносят частотно-зависимые потери. Отклонение для полосы пропускания составляет для согласованного случая 3.9%, для КЗ-ХХ 1.3%.

Рис. 8.

Частотные зависимости |S₂₁|, полученные при эксперименте (1) и моделировании (2): R2 = R4 = 50 Ом (а) и КЗ-ХХ (б).

Таблица 5.

Полосы пропускания f_c и резонансные частоты МФ f_i (МГц)

Метод	fc		f1		f2
	50-50	КЗ-ХХ	50-50	КЗ-ХХ	50-50	КЗ-ХХ
Моделирование	111	146	931	378	1386	1146
Эксперимент	120	150	1010	378	1590	1090

Исследуемый МФ можно использовать в сигнальных цепях, поэтому важно оценить целостность полезного сигнала. Для анализа информационно-зависимых отклонений амплитуды и фазы полезного сигнала на вход МФ подавались псевдослучайные битовые последовательности (ПСБП) размерностью 10 000 байт и амплитудой 1 В. Скорость передачи данных изменялась от 50 до 250 Мбит/с с шагом 50 Мбит/с, а длительность нарастания (и спада) – от 4000 до 800 пс. Глазковые диаграммы, полученные для ПСБП со скоростью передачи данных 50, 100 и 250 Мбит/с и временем нарастания/спада 4000, 2000 и 800 пс, при нагрузках на концах пассивного проводника по 50 Ом, представлены на рис. 9. При этом анализировались среднестатистическое фазовое отклонение (рис. 10а) и отношение сигнал/шум (ОСШ) (рис. 10б).

Рис. 9.

Глазковые диаграммы при R2 = R4 = 50 Ом и скорости передачи данных 50 (а), 100 (б) и 250 Мбит/с (в).

Рис. 10.

Зависимость ОСШ (а) и фазового отклонения (б) от скорости передачи данных при R2 = R4 = = 50 Ом.

Видно, что в полосе пропускания МФ четко прослеживается переход между логическими уровнями. Следовательно, в полосе пропускания МФ вероятность возникновения битовых ошибок будет низкой. С увеличением скорости передачи данных ОСШ уменьшается, а фазовое отклонение (джиттер) – увеличивается. При 100 Мбит/с ОСШ составляет 46.194 раза, а фазовое отклонение – менее 1 пс от 50 до 100 Мбит/с.

Для наглядного представления эффективности МФ приведены результаты одновременного распространения полезного и помехового сигналов. Кроме того, представлено сравнение глазковых диаграмм для линии без МФ и с ним. Так, на вход линий подавалась ПСБП со скоростью передачи данных 100 Мбит/с и помеховый сигнал с частотой повторения 10 МГц. Глазковые диаграммы, полученные для линии без МФ и с ним, приведены на рис. 11. Видно, что в линии без МФ из-за большой амплитуды импульса наблюдается перекрытие глаза. Линии напряжения будут пересекать наложенные стандартизированные маски, что приведет к ухудшению качества полезного сигнала. В случае использования МФ удается уменьшить амплитуду помехового импульса, в результате чего будет меньше пересечений линий напряжения с маской (см. рис. 11б).

Рис. 11.

Глазковые диаграммы одновременного распространения полезного и помехового сигналов в линии без МФ (а) и с МФ (б).

Из результатов видно, что МФ может быть использован для передачи цифровых данных в полосе пропускания.

ЗАКЛЮЧЕНИЕ

Таким образом, рассмотрена защита РЭА от воздействия кондуктивных помех малой длительности за счет применения технологии модальной фильтрации. Проведено экспериментальное исследование во временной и частотной областях. Для подтверждения полученных результатов выполнено квазистатическое моделирование, при котором учтены измеренные параметры поперечного сечения МФ и выполнено сравнение результатов моделирования и эксперимента.

Экспериментально доказана возможность разложения СКИ в МФ на ДПП. Показано, что СКИ с общей длительностью 22 пс раскладывается при l = 12 см. Изменение граничных условий позволяет увеличить ослабление и полосу пропускания МФ. Так, по результатам эксперимента ослабление СКИ составило 6.7 раза, а полоса пропускания – 150 МГц. Экспериментально показано появление дополнительных импульсов при изменении граничных условий на концах пассивного проводника. Результаты эксперимента и моделирования во временной и частотной областях хорошо согласуются. Показано, что МФ может быть использован для передачи цифровых данных в полосе пропускания.

Автор заявляет об отсутствии конфликта интересов.