Приборы и техника эксперимента, 2019, № 5, стр. 58-64

Одним из функциональных узлов масс-спектрометра МИ1201ИГ [1] является канал регулирования и стабилизации индукции магнитного поля масс-анализатора. В статическом магнитном масс-анализаторе развертка спектра масс осуществляется путем изменения индукции магнитного поля. В режиме сканирования спектра масс источник питания должен обеспечивать в межполюсном зазоре электромагнита масс-анализатора индукцию, изменяемую по необходимому закону, а в статическом режиме – при измерении ионного тока методом накопления – осуществлять долговременную прецизионную стабилизацию требуемого значения магнитной индукции.

Рабочий диапазон изменения индукции электромагнита анализатора B_МA составляет 0–0.4 Тл, что соответствует диапазону изменения тока электромагнита I_эм от 0 до 2 А. Обмотка электромагнита анализатора имеет следующие параметры: индуктивность 100 Гн, активное сопротивление 10.2 Ом. Полоса пропускания регулятора, верхняя частота которой определяется требуемой максимальной скоростью изменения индукции B_МA(t), составляет 0–10 Гц.

Одним из требований, предъявляемым к разрабатываемой системе, была невысокая стоимость компонентов. Исходя из этого, в качестве датчика магнитного поля был использован относительно недорогой промышленно выпускаемый интегральный датчик на основе эффекта Холла (ИДХ).

В схемах стабилизации индукции электромагнита, используемых в различных физических установках, может применяться метод прямой стабилизации магнитного поля, при котором в качестве сигнала обратной связи (о.с.) используется сигнал с выхода датчика магнитной индукции, в том числе ИДХ [2–4]. В рассматриваемом применении такая структура схемы стабилизации B_МA не является оптимальной, так как амплитуда фликкер-шума (1/f-шума) современных ИДХ [5] на порядки превышает фликкер-шум других активных компонентов схемы стабилизации тока электромагнита и, соответственно, будет ограничивать точность стабилизации индукции масс-анализатора.

Поэтому в разработанной схеме (рис. 1) стабилизируется ток электромагнита анализатора I_эм и одновременно измеряется индукция магнитного поля B_МА. На основе измерительной информации о величине B_МА, поступающей с ИДХ, проводится коррекция тока электромагнита I_эм.

Измерительная информация о текущем значении I_эм и B_МА в цифровом виде поступает на центральный микроконтроллер (ЦМК) блока стабилизации магнитного поля, который отправляет ее на управляющий персональный компьютер (ПК). ЦМК также выводит текущие значения I_эм и B_МА на индикатор для визуального контроля.

В автоматическом режиме работа системы осуществляется под управлением программного обеспечения, установленного на управляющем ПК. При этом используется следующий алгоритм стабилизации магнитного поля: при сканировании выбранного диапазона масс устанавливается значение тока, соответствующего начальной точке диапазона, затем производится развертка индукции анализатора B_МА(t) за счет изменения тока электромагнита I_эм(t) по необходимому закону до значения, соответствующего конечной точке выбранного диапазона масс. Данные, измеренные ИДХ во всем диапазоне изменения тока электромагнита, обрабатываются программно – аппроксимируются линейно или параболой. По полученной аналитической зависимости B_МА = f(I_эм) определяется ток, необходимый для создания индукции, соответствующей массовому числу, для которого требуется провести измерение ионного тока. Это значение I_эм задается и стабилизируется на время измерения ионного тока в статическом режиме.

В ручном режиме необходимое значение индукции выставляется в соответствии с показаниями индикатора B_МА. После этого система стабилизирует соответствующее значение I_эм.

При использовании такого метода регулирования и стабилизации магнитного поля масс-анализатора полностью исключается влияние шумов ИДХ на точность результатов измерения ионного тока.

Проведенные исследования показали, что предельно допустимое абсолютное значение нестабильности индукции поля анализатора, не приводящее к смещению ионного пучка от центра пика масс-спектра при длительных измерениях, выраженное через ток электромагнита, составляет ±1 ⋅ 10^–4 А. Соответственно, схема питания электромагнита должна обеспечивать стабильность I_эм не хуже этого значения.

В качестве регулирующего элемента в схеме стабилизатора используется n-канальный м.о.п.-транзистор (T₂ на рис. 1), который включен между обмоткой электромагнита и общим проводом. Транзистор T₂ работает в области насыщения (рис. 2). В таком режиме транзистор можно рассматривать как источник стабильного тока [6]. Для поддержания значения напряжения сток–исток U_СИ, требуемого для фиксации положения рабочей точки в области насыщения, используется схема стабилизации напряжения на обмотке электромагнита (“Схема стабилизации напряжения сток–корпус (U_СК) транзистора T₂” на рис. 1).

При такой схеме включения T₂ сила тока в обмотке электромагнита в диапазоне частот 0–10 Гц определяется выражением

где R_ш – сопротивление токового шунта, используемого как датчик тока в цепи о.с.; U_p(t) – регулирующее напряжение (напряжение развертки), пропорциональное индукции анализатора B_МА(t), подаваемое на вход опорного напряжения интегрирующего усилителя ошибки ИУО (рис. 1). На второй вход ИУО поступает напряжение о.с. с выхода дифференциального усилителя ДУ, измеряющего падение напряжения на шунте. Использование интегрального закона регулирования позволяет обеспечить устойчивость схемы, нагрузка которой носит активно-индуктивный характер, уменьшает влияние шумов опорного напряжения и напряжения о.с., а также определяет астатический характер системы регулирования (отсутствие статической ошибки).

В разработанной схеме R_ш = 1.5 Ом, соответственно при I_эм = 0–2 А диапазон изменения U_p составляет 0–3 В.

Для упрощения схемы, удерживающей рабочую точку T₂ в области насыщения, стабилизируется не напряжение U_СИ, а напряжение стока T₂ относительно общего провода – U_СК является суммой напряжений U_СИ и U_ш. На рис. 2 приведено семейство вольт-амперных выходных характеристик транзистора IRF510 [7], используемого в качестве T₂, с нанесенной на них нагрузочной прямой перемещения рабочей точки при напряжении U_СК = 7.5 В и токе стока I_C = 0–2 А. Во всем рабочем диапазоне изменения I_C рабочая точка остается в пределах области насыщения транзистора.

При изменяющемся во времени, в общем случае, токе электромагнита I_эм(t) и фиксированном значении U_СК выходное напряжение схемы стабилизации U_эм определяется выражением

Величина стабилизируемого напряжения U_СК в разработанной схеме может регулироваться в диапазоне от 4.5 до 9 В. В соответствии с выражением (2) диапазон выходного напряжения схемы стабилизации U_СК составляет от 4.5 до 29 В.

Схема стабилизации U_СК выполнена по топологии понижающего широтно-импульсного (ШИМ) преобразователя напряжения на м.о.п.-транзисторе T₁ и питается от источника постоянного напряжения +60 В (рис. 1). Напряжение о.с. со стока транзистора T₂ подается на компаратор ошибки ШИМ-контроллера. Изменением опорного напряжения компаратора ошибки задается стабилизируемое значение U_СК.

В соответствии с выражением (1) точность и стабильность тока электромагнита при стабильности сопротивления токового шунта определяются дрейфовыми и шумовыми характеристиками схемы формирования напряжения развертки U_р. Учитывая, что полоса пропускания регулятора совпадает с областью частот фликкер-шума, при разработке схемы формирования напряжения U_р ставилась задача оптимизации ее шумовых характеристик за счет выбора элементной базы и схемных решений.

Принципиальная схема системы регулирования и стабилизации магнитного поля приведена на рис. 3. В схеме использован инструментальный 18-разрядный цифроаналоговый преобразователь ЦАП – AD5781 (M₉), выполненный на основе инверсно включенной резистивной матрицы R–2R. ЦАП обладает интегральной и дифференциальной нелинейностью передаточной характеристики не хуже чем ±0.5 младшего значащего бита (м.з.б.) [8].

Для питания ЦАП используется напряжение ±15 В. Максимальная амплитуда двухполярного выходного напряжения ЦАП определяется размахом от положительного опорного напряжения U_REFP до отрицательного – U_REFN. Для увеличения отношения “абсолютное значение м.з.б./шум ЦАП” в схеме используется повышенное значение опорных напряжений: U_REFP = +9 В, U_REFN = –9 В. При этом диапазон выходного напряжения ЦАП составляет 18 В, а абсолютная разрешающая способность, определяемая шагом квантования (1 м.з.б.), – 68.7 мкВ.

Так как в ЦАП на основе инверсной R–2R-матрицы сопротивление между входами положительного и отрицательного опорного напряжения (выводы UREFPF, UREFNF микросхемы M₆) и соответственно потребляемый от опорных источников ток значительно изменяются в зависимости от входного кода, то для обеспечения заявленной линейности передаточной характеристики ЦАП должны использоваться буферные усилители опорного напряжения. Буферные операционные усилители (о.у.) M_10.1, M_10.2 охвачены обратной связью через измерительные выводы опорных напряжений ЦАП (выводы UREFPS, UREFNS). Усилители, используемые для буферизации опорных входов, должны иметь малый ток смещения, низкий уровень фликкер-шума и обладать хорошей температурной стабильностью параметров [9, 10].

В качестве M_10.1, M_10.2 использованы два о.у. микросхемы ADA4522-2, выполненные по схеме модулятор–демодулятор (м.д.м.–о.у.) с использованием автоматической коррекции смещения и подавления высокочастотных пульсаций [11]. Частотная зависимость спектральной плотности напряжения шумов микросхемы не имеет излома в области фликкер-шума, а размах амплитуды напряжения шумов в диапазоне 0.1–10 Гц составляет всего 120 нВ. Кроме того, микросхема обладает малым током смещения (≤50 пА), малыми напряжением смещения (≤5 мкВ) и его температурным дрейфом не хуже 22 нВ/°С (все параметры приведены для напряжения питания ±15 В), что позволяет использовать ее при построении прецизионных каскадов постоянного и квазипостоянного тока. Отметим, что все о.у. канала формирования U_р (M₅–M₈, M₁₀) выполнены на микросхемах ADA4522-2.

В низкочастотной области ЦАП на R–2R-матрице не содержат собственных внутренних шумов фильтрации или формирования. В центре диапазона выходного напряжения шум ЦАП минимален, так как определяется только 1/f-шумом резистивной матрицы, и составляет 1.1–1.3 мкВ от пика до пика в диапазоне частот 0.1–10 Гц [8]. На краях диапазона выходного напряжения (при значениях входного кода 00000 и 3FFFF) шум выходного напряжения ЦАП имеет максимальную амплитуду и определяется суммой фликкерных шумов внешних источников опорных напряжений (на входах UREFPS и UREFPN M₆) и резистивной матрицы ЦАП, причем преобладающим источником 1/f-шума являются источники опорного напряжения [9]. В рассматриваемой схеме основным источником фликкер-шума в выходном напряжении ЦАП является источник опорного напряжения (и.о.н.) M₄ c выходным напряжением U_REF, равным +3 В.

Так как напряжение U_REF является также опорным напряжением для аналого-цифровых преобразователей (АЦП) каналов измерения тока электромагнита и индукции анализатора (АЦП I_эм и АЦП B_МА на рис. 3) и, кроме того, используется для синтеза опорных напряжений аналоговой части канала формирования напряжения U_р, то характеристики микросхемы M₄ определяют точность и температурную стабильность системы в целом.

В качестве и.о.н. M₄ используется специализированная микросхема ADR4530 с размахом амплитуды напряжения шумов 1.6 мкВ в частотном диапазоне 0.1–10 Гц. Для формирования из U_REF входного напряжения +9 В для буфера опорного напряжения M_10.1 используется усилитель постоянного тока (у.п.т.) M_5.1 c коэффициентом усиления 3. С выхода M_5.1 напряжение +9 В подается также на вход инвертирующего у.п.т. с единичным усилением M_5.2, который формирует напряжение –9 В для буфера опорного напряжения M_10.2.

Для согласования высокого выходного сопротивления резистивной матрицы ЦАП (3.4 кОм) с последующими цепями используется буферный повторитель на о.у. M_6.1, вход которого соединен непосредственно c выходом резистивной матрицы (вывод VOUT M₉). Отметим, что микросхема AD5781 имеет встроенный о.у. [8], который может быть использован в качестве выходного буфера ЦАП. Применение в схеме внешнего буфера обосновано тем, что используемая микросхема буферного о.у. ADA4522-2 имеет лучшие шумовые и дрейфовые характеристики.

При минимизации шумовых характеристик в схемах прецизионных управляемых источников напряжения на основе ЦАП высокого разрешения за целевое значение размаха амплитуды 1/f-шума на выходе ЦАП обычно принимают величину 0.1–0.5 м.з.б. [9, 12]. В рассматриваемой схеме размах амплитуды напряжения шума на выходе буфера M_6.1 при максимальном и минимальном входном коде ЦАП составляет 6.9 мкВ в частотном диапазоне 0.1–10 Гц. Отметим, что следующие за ЦАП каскады канала формирования U_р не ухудшают это значение, так как уменьшают диапазон выходного напряжения ЦАП –9…+9 В до диапазона изменения U_р 0–3 В. Размах амплитуды напряжения шума на выходе канала формирования U_р в диапазоне частот 0.1–10 Гц составляет ~4.2 мкВ.

ЦАП M₉ формирует текущее значение выходного напряжения в реальном времени – по мере поступления нового значения цифрового кода от ЦМК по шине интерфейса SPI. При неравномерном шаге дискретности изменения выходного напряжения ЦАП в его спектре отсутствуют гармонические составляющие, поэтому высокочастотные помехи на выходе ЦАП лучше рассматривать во временной области – упрощенно как периодически возникающие при переключении резистивной матрицы глитч-импульсы длительностью 0.4–0.5 мкс и амплитудой от единиц микровольт до десятков милливольт [8].

Использование фильтра нижних частот ФНЧ и интегрирующего усилителя ошибки ИУО, а также значительная постоянная времени активно-индуктивной нагрузки позволяют полностью исключить влияние глитч-импульсов ЦАП и высокочастотных помех от м.д.м.-усилителей на форму тока электромагнита.

Температурный дрейф канала формирования U_р зависит от температурных коэффициентов всех компонентов, но практически определяется преобладающей величиной – температурным коэффициентом и.о.н. M₄ – и составляет 2ppm/°C.

Для приведения двухполярного напряжения на выходе буфера ЦАП U_ЦАП к однополярному, используется вычитающий каскад на о.у. M_6.2, выходное напряжение которого определяется выражением: ${{U}_{{{{M}_{{6.2}}}}}} = 0.5({{U}_{{ЦАП}}} - {{U}_{{{\text{REFN}}}}})$. Диапазону изменения U_ЦАП от –9 до +9 В соответствует диапазон изменения ${{U}_{{{{M}_{{6.2}}}}}}$ от 0 до +9 В. Многооборотный подстроечный резистор R₃ предназначен для точной (в пределах ±0.1%) коррекции нулевого значения напряжения ${{U}_{{{{M}_{{6.2}}}}}}$ при нулевом входном коде ЦАП.

ФНЧ второго порядка, выполненный на о.у. M_7.1, предназначен для подавления широкополосного шума, преобладающим источником которого в схеме формирования U_р является и.о.н. M₄, и высокочастотных составляющих шумов, рассмотренных выше. Фильтр имеет частоту среза ~12 Гц, что обеспечивает практически линейную амплитудно-частотную характеристику ФНЧ в рабочем диапазоне частот 0–10 Гц. В схеме используется фильтр Бесселя, обеспечивающий постоянство групповой задержки по всем частотам в полосе пропускания (ФНЧ с линейной фазочастотной характеристикой).

Напряжение U_р, снимаемое c нижнего плеча делителя напряжения R₅ + R₆, является опорным для ИУО M_7.2. Напряжение о.с., равное падению напряжения на токовом шунте R_ш, поступает на ИУО с выхода дифференциального усилителя M_8.1 с единичным коэффициентом усиления. Выходное напряжение M_8.1 также поступает на АЦП измерения тока электромагнита.

В качестве шунта R_ш используется прецизионный металлопленочный резистор VPR221Z в корпусе TO-220. Размах амплитуды напряжения теплового шума резистора R_ш в частотном диапазоне 0–10 Гц при максимальном токе I_эм не превышает 0.3 мкВ [13].

На находящемся в режиме насыщения транзисторе T₂ рассеивается значительная тепловая мощность – до 18 Вт при максимальном токе электромагнита. Для обеспечения эффективного отвода тепла транзистор размещен на алюминиевом радиаторе с развитой поверхностью и принудительным воздушным охлаждением. На этом же радиаторе размещен резистор R_ш. Такое решение обеспечивает условия, при которых температурный коэффициент сопротивления резистора не превышает ±0.05 ppm/°C [13].

Стабилизатор U_CK выполнен по схеме импульсного понижающего преобразователя напряжения (рис. 3). В состав силовой части преобразователя входят элементы T₁,  Д₃, L₂ и С₃.  Для управления затвором транзистора T₁ использована микросхема IR2184S независимого драйвера верхнего и нижнего плеча полумоста (M₂). Для формирования изолированного “плавающего” напряжения питания выходного каскада верхнего плеча микросхемы M₂ используется бутстрепная цепочка – Д₂, С₁.

Напряжение о.с. “Контроль U_СK” поступает непосредственно с вывода стока транзистора T₂ и через защитную диодную цепь Д₄ подается на вход ФНЧ Бесселя 2-го порядка с частотой среза 3 Гц, выполненного на о.у. M₃. Напряжение о.с. подается на вход 1IN +  компаратора канала стабилизации напряжения ШИМ-контроллера M₁ с делителя напряжения R₁ + R₂. Подстроечным резистором R₁ регулируется значение стабилизируемого напряжения U_СК. Для предотвращения возбуждения схемы понижающего преобразователя его выход соединен через конденсатор С₂ с выводом 1IN + ШИМ-контроллера M₁. Необходимость введения этой о.с. выявлена при испытаниях схемы, а требуемая емкость конденсатора С₂ была определена экспериментально.

Напряжение +5 В внутреннего и.о.н. микросхемы ШИМ-контроллера (вывод REF M₁) используется не только как опорное напряжение для компараторов канала тока и напряжения, но и как высокий логический уровень на входе $\overline {SD} $ микросхемы M₂, необходимый для ее запуска.

В качестве ИДХ использована специализированная магниточувствительная микросхема AD22151 линейного преобразователя магнитного поля (M₁₂ на рис. 3). Этот тип ИДХ был выбран благодаря широкому диапазону измеряемой индукции (±600 мТл) и высокой линейности передаточной характеристики в рабочем диапазоне ±400 мТл (при разработке канала измерения индукции закладывалась возможность измерять B_МА разного направления). В состав микросхемы, кроме кремниевой ячейки Холла, входят высококачественный инструментальный усилитель, схема компенсации температурного дрейфа напряжения ячейки Холла со встроенным датчиком температуры, а также схема компенсации смещения, вызванного остаточным напряжением [14].

В разработанной схеме ИДХ используется в режиме однополярного питания. Для обеспечения стабильности характеристик преобразования и уменьшения выходных шумов микросхема питается от и.о.н. M₁₁ напряжением 5 В. Выходное напряжение ИДХ снимается с вывода OUT M₁₂ относительно вывода опорного напряжения REF, потенциал которого по отношению к общему проводу составляет половину напряжения питания и.о.н. M₁₁. Диапазон выходного напряжения ИДХ M₁₂ составляет 2.5 ± 2 В, что соответствует диапазону измеряемой магнитной индукции от –400 до +400 мТл.

Конструктивно микросхемы M₁₁ и M₁₂ размещены на отдельной плате, закрепленной в межполюсном зазоре электромагнита таким образом, чтобы направление вектора магнитной индукции было ортогонально плоскости корпуса ИДХ.

Выходное напряжение ИДХ поступает на дифференциальный о.у. M_8.2 и далее на вход АЦП канала измерения индукции магнитного анализатора (АЦП B_эм на рис. 3). Дифференциальный усилитель M_8.2 предназначен для выделения из выходного сигнала ИДХ напряжения, пропорционального значению индукции B_эм (от –2  до 2 В), и приведения его к диапазону входного напряжения АЦП – от –3 до 3 В. Кроме того, о.у. служит для подавления синфазных помех и компенсации возможной разности потенциалов между корпусами платы ИДХ и платы канала регулирования и стабилизации магнитного поля.

Схема канала стабилизации магнитного поля масс-анализатора имеет следующие основные характеристики, выраженные через параметры тока электромагнита: диапазон регулирования от 0 до 2 А с шагом 7.6 мкА; полный размах токового шума в диапазоне частот  0.1–10 Гц не более 2.7 мкА; суммарная нестабильность тока электромагнита по дрейфу и флуктуациям в диапазоне рабочих температур от 20 до 50°С не хуже ±1 ⋅ 10^–5 А за 20 мин.

Так как в разработанной схеме шумовые и дрейфовые характеристики тока электромагнита определяются параметрами используемого источника опорного напряжения, то для улучшения стабильности тока теоретически можно использовать и.о.н. с лучшей температурной стабильностью и меньшим уровнем шума. На практике такое решение приведет к значительному удорожанию схемы.

Разработанный канал регулирования и стабилизации индукции масс-анализатора более 2 лет эксплуатировался в составе двух масс-спектрометров МИ1201ИГ. За это время получены результаты, имеющие высокую сходимость и точность по содержанию изотопов в исследуемых образцах [15].

За счет малой дискретности регулирования индукции магнитного анализатора (1.5 мкТл) удалось повысить точность определения массового числа пиков масс-спектров, полученных в динамическом режиме сканирования выбранного диапазона масс. Использование аналитической зависимости B_МА =  f(I_эм) для установления необходимой силы тока электромагнита в статическом режиме, а также параметры схемы стабилизации тока электромагнита обеспечили необходимую точность измерения ионных токов в режиме накопления.