Радиотехника и электроника, 2019, T. 64, № 2, стр. 199-205

ВВЕДЕНИЕ

Основополагающим фактором развития силовой электроники является эффективность используемых электронных ключей, которые в настоящее время выполняются на приборах, управляемых электрическим полем – Metal Oxide Semiconductor Field Effect Transistor (MOSFET) и Insulated Gate Bipolar Transistor (IGBT). Для сокращения сроков и повышения качества проектирования электронных устройств широко используется математическое моделирование, что позволяет создавать виртуальные модели силовых устройств разной степени сложности без их физической реализации [1]. Однако модели компонентов всегда используют упрощающие допущения, которые неизбежно приводят к снижению достоверности моделирования и возрастанию неопределенности в области ее допустимого применения [2]. Обычно при проектировании устройств силовой электроники используют прикладные пакеты, в основе которых лежит программа Pspice, являющаяся наиболее известной модификацией программы схемотехнического моделирования SPICE [3]. К этим пакетам относятся Electronics Workbench (EWB), DesignLab, Micro-Cap, OrCAD, LTspice, Tina-TI, обладающие несомненными достоинствами по качеству моделирования, универсальности и точности.

Выбор среды моделирования в первую очередь обусловлен спецификой поставленной задачи. А специфика заключается в том, что программа EWB (младшие версии) давно и успешно используется при подготовке специалистов радиоэлектронного профиля в высшей школе, а также при проведении качественных исследований. Программа EWB отличается удобным и интуитивно понятным интерфейсом, позволяет моделировать аналоговые, цифровые и смешанные цифро-аналоговые электронные схемы, проста в освоении, доступна по цене. Кроме традиционного Spice-анализа EWB позволяет пользователям подключать к исследуемой схеме виртуальные контрольно-измерительные приборы, приближенные к реальным аналогам. Имеется встроенная обширная библиотека аналоговых и цифровых электронных компонентов, большой набор методов анализа различных характеристик электронных схем.

В настоящее время накоплен значительный опыт и существует обширная литература по использованию EWB в разных областях аналоговой и цифровой электроники. Однако устройства на мощных MOSFET-транзисторах, являющихся основой современной силовой электроники, изучены недостаточно [4]. И это притом, что даже в младших версиях EWB имеется достаточно большая библиотека мощных n- и p-канальных MOSFET-транзисторов (фирмы International Rectifier и Zetex Semiconductors), которая представляет интерес для анализа схемотехники силовых устройств. Определенная сложность возникает вследствие закрытого в программе доступа к параметрам библиотечных моделей любых фирменных транзисторов. Использование справочной информации из технической документации фирм-изготовителей требует дополнительного подтверждения о достоверности моделей транзисторов в программе, особенно при моделировании работы устройств со сложной динамикой, таких как силовые ключи [5]. Это усложняет и ограничивает возможности проектирования в среде EWB драйверов управления.

В данной работе изложен подход, позволяющий средствами EWB определить основные параметры MOSFET из библиотеки и сопоставить их с соответствующей технической документацией.

1. НАИБОЛЕЕ ВАЖНЫЕ ПАРАМЕТРЫ MOSFET-ТРАНЗИСТОРОВ

Важнейшими параметрами, определяющими эффективность MOSFET-ключей, являются: сопротивление канала сток-исток транзистора R_си в открытом состоянии, максимальный ток стока I_с и заряд затвора Q_з. Эти параметры определяют уровень коммутационных потерь, КПД и тепловыделение.

Потери при переключении состоят из мощности, выделяемой в схеме управления (драйвере) P_упр, и мощности, выделяемой в канале сток-исток транзистора P_к, которая включает статическую Р_к.стат и динамическую составляющие Р_к.дин. Статические потери на транзисторе обусловлены падением напряжения на сопротивлении открытого канала транзистора и, соответственно, чем меньше сопротивление канала, тем меньше потери. Динамические потери связаны с выделением на ключе пиковой мощности в момент переключения, когда через него протекает значительный ток при существенном напряжении на транзисторе (линейный режим). Для минимизации этих потерь необходимо сокращать время переключения [7].

Spice-модель MOSFET-транзистора в системе EWB достаточно сложна, кроме того, в программе закрыт доступ к параметрам библиотеки фирменных транзисторов. Редактирование разрешено только для модели Ideal. Многие параметры идеальной модели не просто идентифицировать с технической документацией [8], что усложняет проектирование драйверов управления.

Опыт моделирования в среде EWB позволил реализовать способ получения основных параметров любого MOSFET из библиотеки EWB. В качестве примера выполнено моделирование n-канального MOSFET IRF1010N (фирма International Rectifiers). Он является мощным n-канальным MOSFET с обратным диодом для работы в ключевом режиме и имеет следующие базовые характеристики:

2. ВОЛЬТ-АМПЕРНЫЕ ХАРАКТЕРИСТИКИ

Вольт-амперные характеристики (ВАХ) являются полезными и информативными для ключевого режима, так как в момент переключения MOSFET короткое время находится в линейном режиме, когда ток через транзистор определяется напряжением между стоком и истоком [9].

Схема для моделирования ВАХ (рис. 1) представляет собой ключ Q1 на транзисторе IRF1010n, который питается от источников постоянного напряжения V 1 (на стоке) и V 2 (на затворе). Поскольку при моделировании выходным параметром может быть только напряжение, то для контроля тока стока использовался преобразователь ток-напряжение V 3, у которого выходное напряжение на резисторе R1 численно соответствует измеряемому току с коэффициентом преобразования 1 В/А = = 1 Ом, задаваемым в опциях преобразователя.

Рис. 1.

Схема для моделирования ВАХ MOSFET-транзистора.

Моделирование проводилось в режиме Analysis/DC Sweep. В опциях в качестве изменяемого параметра выбирался источник напряжения на затворе V 2 с пошаговым изменением напряжения на 0.1 В. Выходным сигналом являлось напряжение на резисторе R1, которое численно равно току стока I_с. Результат моделирования – это зависимость тока стока от напряжения на затворе (рис. 2) – представляет собой проходную характеристику транзисторного ключа. Измеренное пороговое напряжение на затворе, при котором транзистор открывается и появляется ток стока, составило V_з0 = +3.8 В при справочном значении 2…4 В.

Рис. 2.

Проходная ВАХ транзистора IRF1010n.

Крутизна характеристики $S = {{\Delta {{I}_{{\text{c}}}}} \mathord{\left/ {\vphantom {{\Delta {{I}_{{\text{c}}}}} {\Delta {{U}_{{{\text{з и }}}}}}}} \right. \kern-0em} {\Delta {{U}_{{{\text{з и }}}}}}}$ рассчитывалась по данным ВАХ (см. рис. 2) при токе стока ${{I}_{{\text{c}}}}$ = 10 А и составила $ = 31\quad{{\text{А }} \mathord{\left/ {\vphantom {{\text{А }} {\text{В }}}} \right. \kern-0em} {\text{В }}},$ что близко к справочному значению S = 32 А/В.

При моделировании выходной ВАХ (схема показана на рис. 1) изменяемым параметром выбиралось напряжение источника V 1, а в качестве выходного параметра – напряжение на резисторе R1 (ток стока I_с).

Вследствие высокой крутизны характеристики транзистора S задавался узкий диапазон напряжения на затворе U_зи = 3.9…4.3 В с шагом 0.1 В. Семейство полученных выходных характеристик представлено на рис. 3. Прямой линией АБ показана нагрузочная характеристика резистора ${{R}_{с }}.$ Наблюдаемая неравномерность расположения характеристик (см. рис. 3) при разных напряжениях U_зи объясняется нелинейностью проходной характеристики (см. рис. 2).

Рис. 3.

Выходная ВАХ транзистора IRF1010n при U_зи = 3.9 (1), 4.0 (2), 4.1 (3), 4.2 (4), 4.3 (5) и 4.4 В (6).

Переключательная характеристика силового ключа (рис. 4) представляет зависимость выходного напряжения ключа U_си от входного напряжения на стоке U_зи. Она получена в результате моделирования в режиме Analysis/Parameter Sweep с опцией Direct Current. В качестве изменяемого параметра использовался источник V1, напряжение которого изменялось в диапазоне от 3.9 до 4.4 В с шагом 0.1 В.

Рис. 4.

Схема для моделирования переключательной характеристики.

Полученная при моделировании переключательная характеристика ключа представлена на рис. 5 (кривая 1). При напряжении на затворе выше порогового U_з0 = +3.8 В транзистор приоткрывается, появляется ток стока, но сопротивление канала при этом достаточно высокое (см. рис. 5, кривая 2). И только когда напряжение на затворе существенно превысит пороговое и составит U_зи = +10…+12 В, транзистор полностью открывается, а сопротивление канала R_си уменьшается до минимальной величины R_си = 11 мОм [10], соответствующей справочному значению.

Рис. 5.

Результаты моделирования: 1 – переключательная характеристика; 2 – зависимость сопротивления канала открытого транзистора R_си от напряжения на затворе U_зи.

3. ДИНАМИЧЕСКИЕ ХАРАКТЕРИСТИКИ MOSFET-КЛЮЧА

Временные характеристики переключения MOSFET-транзистора в значительной степени определяются скоростью перезарядки паразитных емкостей схемы, их величиной и импедансом цепи управления (рис. 6).

Рис. 6.

Эквивалентная модель транзистора.

Обычно в документации приводятся эквивалентные малосигнальные емкости для выключенного состояния транзистора [11]: ${{C}_{{{\text{з и }}}}},$ ${{C}_{{{\text{з с }}}}}$ и ${{C}_{{{\text{с и }}}}}.$

Паразитные конденсаторы C_зи и C_зс связаны с геометрией электродов полевого транзистора и слабо зависят от напряжения на транзисторе. Конденсатор C_си является емкостью коллекторного перехода паразитного биполярного транзистора, образующего хорошо известный антипараллельный внутренний диод. При переключении транзистора особую роль играет емкость обратной связи ${{C}_{{з с }}}$, через которую на затвор действует изменение высокого напряжения на стоке, что эквивалентно увеличению входной емкости. Из-за нелинейной зависимости емкости обратной связи от напряжения ее достаточно трудно учесть.

Эффект влияния емкости обратной связи в ключевых схемах подобен эффекту Миллера, описанному им для ламповых усилителей, когда на высоких частотах полная динамическая входная емкость имеет величину больше, чем сумма статических емкостей электродов [9]. К емкости С_зс, которая в статическом режиме работы соизмерима по величине с емкостью С_зи, прикладывается напряжение значительно большее, чем входное управляющее напряжение. Поэтому при переключении транзистора емкость Миллера перезаряжается бóльшим зарядом, чем емкость С_зи. Величина дополнительного заряда от эффекта Миллера приравнивается к эквивалентному увеличению входной емкости ${{C}_{{{\text{в х }}}}} = \left( {1 + S{{R}_{Н }}} \right){{C}_{{{\text{з с }}}}}$ как для любого усилительного каскада с сопротивлением нагрузки R_н в цепи стока [10].

Характеристики перезаряда емкостей C_зи и C_зс являются определяющими при расчете мощности, рассеиваемой схемой управления [11], но из-за эффекта Миллера не дают однозначной картины процесса переключения. Более удобным параметром при проектировании схемы управления силовым ключом является интегральный параметр “заряд затвора” Q_з, который необходим для открытия полевого транзистора, измеряется в нанокулонах и является обязательным в документации на транзистор. Зная заряд затвора Q_з, несложно рассчитать необходимый выходной ток драйвера, чтобы обеспечить переключение транзистора за время ${{t}_{{{\text{в к л }}}}}$:

Заряд затвора в значительной степени зависит от режима работы транзистора, поэтому в документации обязательно указываются условия, при которых производились замеры. При режимах работы ключа, отличающихся от справочных, возможно значительнее расхождение в результатах измерения параметра Q_з. Поэтому в таких случаях целесообразно провести измерение Q_з при реальных параметрах схемы.

Модифицированная схема (рис. 7) для моделирования включает силовой ключ, выполненный на транзисторе Q1 с резистивной нагрузкой R1. Электромеханический коммутатор S1 управляет током заряда/разряда входной емкости ключа С_вх.

Рис. 7.

Схема для исследования динамических характеристик MOSFET-ключа.

При разомкнутом ключе коммутатора S1 затвор подключен к источнику стабильного тока I1, что обеспечивает линейно нарастающее напряжение на входной емкости затвора до уровня, превышающего порог отпирания транзистора. Когда ключ коммутатора S1 замкнут, входная емкость транзистора разряжается через внутреннее сопротивление ключа, обеспечивая запирание транзистора при снижении напряжения на затворе ниже порогового.

В EWB для моделирования переходных процессов есть несколько времязадающих компонент, которые могут быть использованы в качестве коммутатора. Так, ключ Voltage-Controlled Switch из библиотеки Basic обладает идеальными характеристиками и был использован при моделировании.

Исследование показало, что другой подобный компонент (Time Delay Switch), казалось бы непосредственно предназначенный для подобных применений и обеспечивающий (по опциям) пикосекундные временные интервалы [12], работает неудовлетворительно, имеет большие временные погрешности и недопустимо большие фронты переключения.

Фиксатор уровня на диоде VD1 ограничивает величину напряжения на затворе на уровне 15 В, задаваемым опорным источником V 4. Для наблюдения формы тока стока I_с в цепь нагрузки включен преобразователь ток-напряжение V 2.

При моделировании, результаты которого приведены на рис. 8, исследовались временные зависимости напряжения на затворе U_зи, на стоке U_си и ток стока I_c (режим моделирования Analysis/Transient).

Рис. 8.

Временные диаграммы переключения MOSFET-транзистора: 1 – тактовый импульс; 2 – напряжение на стоке; 3 – ток стока; 4 – напряжение на затворе.

Так как ключ управляется импульсами генератора V 3, диаграммы также получаются в виде периодической последовательности. На временной оси выбран участок, соответствующий моменту открывания и закрывания транзистора. Для временной привязки использован сигнал тактового генератора частотой 500 кГц.

До момента времени t₀ транзистор “заперт”, напряжение U_си равно напряжению питания, ток стока I_с = 0. В момент времени t₀ начинается заряд постоянным током входной емкости транзистора С_зи. Образуется первый линейный участок нарастания напряжения U_зи, который продолжается до момента t₁. В этой точке напряжение на затворе достигает пороговой величины U_пор. На входной емкости накапливается пороговый заряд Q_пор. При превышении напряжения на затворе выше порогового (момент t₁) появляется ток стока, падает напряжение на стоке, но сопротивление канала еще достаточно большое. В момент t₁ включается емкость Миллера, напряжение на затворе резко замедляет рост (заряжается емкость Миллера) и принимает характерный вид “плато Миллера” до момента t₂. В интервале между t₂ и t₃ продолжается заряд входной емкости С_вх, напряжение на стоке U_си падает до минимальной величины. Транзистор полностью открыт и измеренное время включения ключа составило t_вкл = 380 нс. В момент t₃, когда ключ коммутатора S1 подключает цепь затвора к истоку транзистора, начинается процесс выключения силового ключа. При этом входная емкость затвора разряжается через сопротивление ключа R_вкл = 10 Ом (задается в опциях ключа S1). На интервале t₃–t₄ входная емкость С_вх разряжается до порогового значения. В момент t₄ начинается спад тока стока, происходит перезаряд емкости Миллера до порогового значения. После момента t₅ транзистор запирается, входная емкость разряжается до исходного значения.

Каждому моменту времени можно интерпретировать соответствующую величину входной емкости, которая рассчитывалась по временной диаграмме напряжения на затворе U_зи как ${{C}_{{{\text{в х }}}}} = {{\left( {{{I}_{{\text{з }}}}\Delta t} \right)} \mathord{\left/ {\vphantom {{\left( {{{I}_{{\text{з }}}}\Delta t} \right)} {\Delta {{U}_{{\text{з }}}}}}} \right. \kern-0em} {\Delta {{U}_{{\text{з }}}}}}.$ Полный заряд емкости затвора определяется как ${{Q}_{{\text{з }}}} = {{I}_{{\text{з }}}}{{t}_{{{\text{в к л }}}}},$ где t_вкл – время, когда на затворе напряжение достигает величины 10…12 В, при котором сопротивление канала становится минимальным. При различных напряжениях питания ключа U_п получены отличающиеся величины заряда затвора Q_з: Q_з = 85 нКл при U_п = 10 В, Q_з = 93 нКл при U_п = 30 В и Q_з = 93 нКл при U_п = 50 В.

Приведенное в документации на транзистор IRF1010N значение полного заряда затвора Q_з = = 120 нКл несколько отличается от измеренного, что объяснимо отличающимися условиями измерения параметра в документациях и моделировании.

Представляет интерес исследовать влияние напряжения питания U_п и тока стока I_c на величину заряда затвора, управляющего ключом. Эти исследования выполнялись также по схеме, приведенной на рис. 7. Моделирование проводилось в режиме сканирования параметров компонентов (режим Analysis Parameter Sweep). При этом изменяемым параметром в опциях моделирования выбирался либо источник питания V1, либо ток затвора (ток источника I 1). Результаты моделирования представлены на рис. 9а и 9б.

Рис. 9.

Форма напряжения на затворе при изменении: (а) напряжения питания (U_п = 10 (1), 30 (2), 50 В (3)) и (б) тока стока (I_c = 0.5 (1), 5.0 (2) и 50 А (3)).

При фиксированном токе затвора I_з = 100 мА увеличение напряжения питания от 10 до 50 В приводит к увеличению длительности плато Миллера и увеличению времени включения от 200 до 500 нс (рис. 9а). А увеличение тока стока от 0.5 до 50 А практически не влияет на длительность переходных процессов (рис. 9б) и составляет около 500 нс.

Значительное влияние на длительность переходных процессов оказывает ток затвора (рис. 10). При варьировании тока затвора I_з от 0.1 до 1.0 А время включения сокращалось от 400 до 40 нс. Чтобы сопротивление замкнутого ключа S1 не оказывало влияния на форму напряжения на затворе, сопротивление R_вкл замкнутого ключа S1 в опциях устанавливалось минимальным (1 мОм).

Рис. 10.

Форма напряжения на затворе при разном токе затвора: I_з = 0.1 (1), 0.3 (2), 0.5 (3), 0.7 (4), 0.9 (5) и 1.0 А (6).

Следует отметить, что измеренные параметры силовых MOSFET-транзисторов из библиотеки EWB удовлетворительно совпадают с параметрами, указанными в технической документации. Это позволяет с достаточной уверенностью включить в арсенал средств EWB возможность схемотехнического моделирования схем силовой MOSFET электроники. Предложенный способ позволяет анализировать переходные процессы также в комбинированных IGBT ключах. К сожалению, они не представлены в библиотеках младших версий EWB.

Представленные в статье результаты исследований получены в рамках выполнения государственного задания Минобрнауки России № 8.5577.2017/8.9 на выполнение проекта по теме “Исследование шумовых характеристик и пульсаций микросхем мобильных источников вторичного электропитания”.