Радиотехника и электроника, 2020, T. 65, № 2, стр. 158-164

ВВЕДЕНИЕ

В настоящее время характеристики радиолокационной заметности объектов, построенных с использованием “стелс”-технологий, в значительной степени определяются рассеянием их антенных систем. Это объясняется невозможностью использования для уменьшения их рассеяния покрытий из стандартных поглощающих материалов, поскольку при этом невозможно сохранить требуемые характеристики излучения антенн.

К известным способам уменьшения радиолокационной заметности антенн в ограниченном секторе углов и частот, сохраняющих в определенной степени их характеристики излучения, относятся в первую очередь, способы с использованием обтекателей и экранов из отражающих, поглощающих, рассеивающих и переизлучающих частотно-селективных структур (ЧСС), а также с использованием ЧСС с преобразованием поляризации [1–10]. Естественно, чем шире полоса рабочих частот, тем сложнее сохранить требуемые характеристики антенны при том или другом способе уменьшения радиолокационной заметности. Дополнительные сложности возникают при подавлении рассеяния сканирующих антенных решеток, что, с одной стороны, связано с многолучевым характером рассеяния решеток, а с другой – с изменением их характеристик при сканировании.

В данной работе путем электродинамического моделирования двух предложенных ранее антенных решеток [11–13] с использованием метода конечных элементов показано, что эффективный поперечник рассеяния (ЭПР) сверхширокополосных (СШП) антенных решеток существенно меньше ЭПР волноводной решетки в широкой полосе частот без применения дополнительных мер уменьшения рассеяния.

1. ПОСТАНОВКА ЗАДАЧИ

Рассмотрим задачу рассеяния плоской линейно поляризованной электромагнитной волны, падающей на один из трех типов антенных решеток с одинаковым размером апертуры.

Решетка 1, предложенная и исследованная в работах [12, 13], состоит из 576 проводников переменного квадратного сечения. Элемент решетки показан на рис. 1a, а общий вид – на рис. 1в. Входной импеданс элемента Z₀ = 25 Ом, длина элемента L = 260 мм, период P_x = P_y = 15 мм.

Рис. 1.

Элементы (а, в) и общие виды решеток (б, г).

Решетка 2, предложенная и исследованная в работе [11], состоит из 216 ТЕМ-рупоров (18 × 12) с металлизацией межрупорного пространства. Элемент решетки показан на рис. 1б, а общий вид – на рис. 1г. Входной импеданс элемента Z₀ = 75 Ом, период W_x = 20 мм, период W_y = 30 мм, длина элемента L = 150 мм.

Решетка 3 состоит из 384 полых прямоугольных металлических волноводов (24 × 16) с размером широкой стенки a = 22.5 мм, узкой стенки b = 15 мм и длиной L = 260 мм. Размеры поперечного сечения волноводов этой решетки выбраны из условия совпадения ее рабочей полосы с высокочастотной частью полосы частот решеток 1, 2.

Исследуем характеристики рассеяния трех описанных решеток с использованием метода конечных элементов.

Падение плоской волны на решетку с вектором электрического поля $\vec {E}$ в плоскости падения будем далее называть случаем параллельной поляризации, а если вектор $\vec {E}$ перпендикулярен плоскости падения – случаем перпендикулярной поляризации. Далее ограничимся случаями расположения плоскостей падения и наблюдения в одной из двух плоскостей симметрии решетки. При этом в силу симметрии рассеянное поле будет иметь такую же поляризацию, как и падающее. Случай, когда вектор $\vec {E}$ падающего поля параллелен кромкам ТЕМ-рупоров решетки 2 или широким стенкам волноводов решетки 3, будем называть случаем параллельной ориентации, а если вектор $\vec {E}$ падающего поля ортогонален этим кромкам – случаем перпендикулярной ориентации.

2. РЕЗУЛЬТАТЫ МОДЕЛИРОВАНИЯ МОНОСТАТИЧЕСКОЙ ЭПР

Из-за большого электрического размера решеток электродинамическое моделирование при нормальном падении было проведено с использованием плоскости симметрии, что позволило в два раза уменьшить объем задачи. Результаты численного моделирования с использованием метода конечных элементов зависимости моностатической ЭПР от частоты при нормальном падении для перпендикулярной и параллельной ориентации приведены на рис. 2а, 2б соответственно. Показаны зависимости моностатических ЭПР от частоты для решеток 1, 2, 3 соответственно.

Рис. 2.

Зависимость моностатической ЭПР решеток 1, 2 и 3 от частоты при Ө = 0 для перпендикулярной (а) и параллельной ориентации (б).

На рис. 2 видно, что для перпендикулярной ориентации моностатическая ЭПР решетки 1 на 10…30 дБ меньше ЭПР решетки 3 в диапазоне частот 10 : 1, а для параллельной – в полосе частот более 10 : 1. ЭПР решетки 2 в случае перпендикулярной ориентации близка к ЭПР решетки 1, а в случае параллельной ориентации – к ЭПР решетки 3.

Результаты численного исследования моностатической ЭПР от угла падения плоской волны на частотах f = 0.7, 1, 3, 5, 7 ГГц для перпендикулярной и параллельной ориентации приведены соответственно на рис. 3, 4. Показаны ЭПР решеток 1, 2, 3 для перпендикулярной поляризации (цифры без штриха) и ЭПР тех же решеток 1', 2', 3' – но для параллельной поляризации (со штрихом).

Рис. 3.

Зависимость ЭПР от угла падения в случае перпендикулярной ориентации на частотах f = 0.7 (а), 1 (б), 3 (в), 5 (г) и 7 ГГц (д) для решеток 1, 2, 3 при перпендикулярной (цифры без штриха) и параллельной (цифры со штрихом) поляризации.

Рис. 4.

Зависимость ЭПР от угла падения в случае параллельной ориентации для решеток 1, 2, 3 для перпендикулярной (цифры без штриха) и параллельной (цифры со штрихом) поляризации.

Видно, что при любом угле падения плоской волны в диапазоне частот 0.7…7 ГГц ЭПР решетки 1 всегда меньше, чем ЭПР решетки 3. При приближении величины угла Ө к 90° кривые зависимостей ЭПР сближаются.

На рис. 3 видно, что для перпендикулярной ориентации при падении плоской волны перпендикулярной и параллельной поляризации под малым углом Ө величина ЭПР решетки 2 близка к ЭПР решетки 1. А для параллельной ориентации (рис. 4) при падении плоской волны перпендикулярной и параллельной поляризации под малым углом величина ЭПР решетки 2 близка к ЭПР решетки 3.

3. РЕЗУЛЬТАТЫ МОДЕЛИРОВАНИЯ БИСТАТИЧЕСКОЙ ЭПР

На рис. 5, 6 представлены диаграммы рассеяния решетки 1 на частотах f = 0.7, 1, 3, 5, 7 ГГц для перпендикулярной и параллельной поляризации соответственно. Представлены диаграммы рассеяния решетки 1 при падении плоской волны под углами Ө = 0°, 15°, 30°, 45°, соответственно, и диаграмма рассеяния решетки 1 при нормальном падении.

Рис. 5.

Диаграммы рассеяния решетки 1 для перпендикулярной поляризации на частотах f = 0.7 (а), 1 (б), 3 (в), 5 (г) и 7 ГГц (д) при падении плоской волны под углами Ө = 0 (1), 15 (2) , 30 (3), 45 град (4) и нормальном падении (5).

Рис. 6.

Диаграммы рассеяния решетки 1 для параллельной поляризации на частотах f = 0.7 (а), 1 (б), 3 (в), 5 (г) и 7 ГГц (д) при падении плоской волны под углами Ө = 0 (1), 15 (2) , 30 (3), 45 град (4) и нормальном падении (5).

На рис. 5, 6 видно, что при нормальном падении плоской волны с перпендикулярной и параллельной поляризациями вплоть до частоты 5 ГГц уровень лепестков диаграммы рассеяния решетки 1 в заднем полупространстве на 15…20 дБ ниже, чем у решетки 3 и только при приближении к частоте 7 ГГц эта разница уменьшается до 10 дБ. При этом разница уровней двух главных лепестков диаграммы рассеяния (вперед и назад) решетки 1 на всех частотах превышает 30 дБ в отличие от волноводной решетки 3, для которой эта разница практически отсутствует. При наклонном падении разница уровней главных лепестков диаграммы рассеяния решетки 1 уменьшается и на частоте 7 ГГц составляет около 10 дБ.

ЗАКЛЮЧЕНИЕ

В работе показано, что моностатическая ЭПР сверхдиапазонных антенных решеток (с полосой согласования более 10 : 1) практически во всей этой полосе на 10…30 дБ меньше моностатической ЭПР волноводной решетки с рабочей полосой, совпадающей с высокочастотной частью полосы сверхдиапазонной решетки. При этом задний лепесток диаграммы рассеяния сверхдиапазонной решетки на 10…30 дБ меньше рассеяния вперед. Таким образом, использование сверхдиапазонных антенных решеток позволяет в полосе частот, превышающий один диапазон электромагнитных волн существенно снизить поперечник радиолокационного рассеяния без использования дополнительных средств.