Радиотехника и электроника, 2021, T. 66, № 12, стр. 1155-1164

ВВЕДЕНИЕ

При решении задач радиолокационного землеобзора, помимо одночастотной аппаратуры наблюдения в коротковолновом (Х) диапазоне, существует обширный сегмент актуальных задач наблюдения в существенно разнесенных диапазонах X, C, L и ультравысоких частот (УВЧ) (f ≈ 435 МГц), очень высоких частот (ОВЧ) (f ≈ 128 МГц). Проникающая способность радиолокационного сигнала, возрастая по мере увеличения длины волны, позволяет в этих диапазонах выявлять и дешифрировать объекты различного назначения под маскирующими их покровами и в подповерхностном слое Земли. Высокая информационная отдача от применения радиолокационных данных, полученных в нескольких, существенно разнесенных диапазонах (в данном случае отношением частот 1 : 3) зондирующего излучения, убедительно подтверждена к настоящему времени [1–3].

Подходы к построению антенных решеток (АР) различных диапазонов, совмещенных в одной апертуре, рассмотрены, например, в [4–8]. В [4] приведены схемы совмещения и результаты анализа вибраторно-вибраторных и вибраторно-волноводных фазированных АР (ФАР), однако не рассматривается возможность комплексирования АР с метаструктурами, обладающими свойствами искусственных магнитных проводников (ИМП), а также достоинства и особенности таких схем построения.

Спектр технических решений совмещения двух диапазонов антенн на основе ИМП со свойством частичного отражения для базовой станции 5G, WLAN и WiMAX предложен, например, в [5‒7]. В двухдиапазонной двухполяризационной антенне базовой станции [5] для достижения необходимой развязки более 25 дБ между антеннами, работающими в полосах 0.69…0.96 ГГц (B₁) и 3.5…4.9 ГГц (B₂), расположена частотно-селективная поверхность, которая частично служит заземляющей плоскостью для антенны B₂-диапазона. Отмечается, что антенны обладают стабильными диаграммами направленности и имеют низкие уровни кросс-поляризации при работе по отдельности. Однако при совмещении появляются искажения в диаграммах направленности, изоляция портов и согласование входного импеданса ухудшаются из-за взаимной связи между двумя антеннами, а кросс-поляризация возрастает до высокого уровня. Хотя антенные элементы B₂-диапазона расположены над антенным элементом длинноволнового диапазона, общая высота профиля антенны 0.17 λ (λ – длина волны на центральной частоте длинноволнового диапазона). Совмещение слабонаправленных двух-поляризационных антенн с полосой 15.6% (f₀ = 2.4 ГГц) и 9.3% (f₀ = 5.36 ГГц) и высотой профиля 0.088λ₀ на 2.4 ГГц и коэффициентом усиления (КУ), равного 7.2 и 7.3 дБ соответственно, рассмотрено в [6]. Техническое решение основано на интеграции печатных антенн типа “бабочка” с ИМП на основе двухрезонансной печатной кольцевой периодической структуры. В [7] описана двухдиапазонная (2.4 и 5 ГГц) АР с расширенной полосой рабочих частот на основе метаструктуры со свойством частичного отражения и положительным градиентом изменения фазы коэффициента отражения (КО) в высокочастотном диапазоне. Экспериментально удалось реализовать полосы рабочих частот 7% и 11% с усилением 14.9 и 14.2 дБ в диапазонах 2.42…2.6 и 5.2…5.8 ГГц соответственно. В [8] использована ИМП-структура с целью сокращения толщины АР, в результате поперечный размер АР ОВЧ-диапазона составил 81 мм при f = 160 МГц (λ = 187 см), а в [9] рассмотрена низкопрофильная развязанная АР на основе поверхности с высоким импедансом, однако возможность совмещения таких АР с другими частотными диапазонами не обсуждается.

В [10] совмещены ОВЧ/УВЧ-диапазоны в одной апертуре с использованием ИМП (коэффициент отражения +1) для ОВЧ-диапазона. В свою очередь, для УВЧ-диапазона ИМП является металлическим экраном, при этом излучатели УВЧ-диапазона располагаются над экраном на расстоянии λ_увч/4. Недостатком такого принципа являются противоречивые требования к ИМП, а также искажение диаграммы направленности (ДН) АР ОВЧ-диапазона и АР УВЧ-диапазона.

Отметим, что совмещение в одной апертуре двух диапазонов на основе метаструктур со свойством ИМП реализуется, как правило, для одиночных антенн диапазонов L/S, S/C, X/K_u. В случае совмещения многоэлементных АР с распределительным фидером взаимное влияние диапазонов оказывается более выраженным и проявляется в искажении ДН, ухудшении согласования, росте кросс-поляризации и возникновении ложных резонансов. Как в авиационных, так и в космических радиолокаторах одним из важных параметров является высота профиля АР. В авиационной технике это важно для сохранения аэродинамики носителя, в космической технике – для компактного размещения внутри обтекателя при выводе космического аппарата на орбиту.

Цель статьи – исследование совмещенной АР ОВЧ/УВЧ-диапазонов с метаструктурой со свойством ИМП.

1. КОНСТРУКЦИЯ ДВУХДИАПАЗОННОЙ АНТЕННОЙ РЕШЕТКИ

На рис. 1 представлена АР ОВЧ- и УВЧ-диапазонов. Для представленной АР введено обозначение УВЧ_низ||ОВЧ_верх по принципу расположения АР двух диапазонов друг над другом. Такая конструкция позволяет максимально снизить высоту профиля всей АР, при этом, однако, метаструктура должна быть прозрачной для излучателей УВЧ-диапазона.

Рис. 1.

Схема построения совмещенной двухдиапазонной АР ОВЧ/УВЧ-диапазонов: УВЧ_низ||ОВЧ_верх.

В качестве примера рассмотрим АР со следующими параметрами: центральная частота АР ОВЧ-диапазона f_ОВЧ = 128 МГц, полоса рабочих частот 50 МГц (40%); центральная частота АР УВЧ-диапазона f_УВЧ = 435 МГц, полоса рабочих частот 60 МГц (15%); поляризация ОВЧ и УВЧ АР линейная. Для реализации АР был проанализирован широкий спектр метаструктур со свойствами ИМП различной геометрии в комбинации с диэлектрическими слоями, размещенными на высоте ${{h}_{{{\text{ИМП}}}}}$ над металлическим основанием, описанных, в частности, в [12–15]. В качестве периодической ячейки ИМП выбрана структура, показанная на рис. 2а. ИМП представляет собой комбинацию внешнего металлического кольца шириной w₁, толщиной s и металлической пластины шириной w₂ (темным цветом показана металлизация); период ячейки ИМП – d_ИМП.

Рис. 2.

Периодическая ячейка ИМП (а); фазы коэффициента отражения ИМП структуры (б, в) и модуль коэффициента отражения для метаструктуры в свободном пространстве (г, д) при разных размерах металлического кольца: (б, г) w₁ = 195 (1), 210 (2), 235 (3), 250 мм (4), (в, д) w₂ = 125 (1), 140 (2), 155 (3), 170 мм (4).

Функционирование АР (см. рис. 1) предъявляет следующие требования к коэффициенту отражения Г:

Выбранная целевая функция ${\text{для}}$ оптимизации параметров ИМП имеет вид:

где $\alpha {\text{,}}\beta $ – весовые коэффициенты, ${{f}_{m}}\left( {m = {\text{1,2,3}}} \right)$ – средняя и крайние частоты в полосе ${{\Delta }}{{F}_{{{\text{ОВЧ}}}}},$ ${{f}_{n}}\left( {n = {\text{1,2,3}}} \right)$ – средняя и крайние частоты в полосе ${{\Delta }}{{F}_{{{\text{УВЧ}}}}},$ $G{\text{(}}{{d}_{{{\text{ИМП}}}}}{\text{,}}{{w}_{{\text{1}}}}{\text{,}}{{w}_{{\text{2}}}}{\text{,}}s{\text{,}}{{h}_{{{\text{ИМП}}}}}{\text{)}}$ – штрафная функция. При этом решение находится из условия минимизации:

при заданных ${{d}_{{{\text{ИМП}}}}}$ и ${{h}_{{{\text{ИМП}}}}}.$ На рис. 2а показана периодическая ячейка ИМП, а также результаты моделирования фазы коэффициента отражения структуры (рис. 2б, 2в) и модуля коэффициента отражения для метаструктуры без металлического экрана (рис. 2г, 2д).

Анализ характеристик (см. рис. 2) показывает:

– изменение размера металлического кольца w₁ при фиксированном w₂ существенно влияет на поведение фазы коэффициента отражения (см. рис. 2б) ИМП в полосе частот ОВЧ-диапазона от 100 до 150 МГц;

– изменение фазы на 360 град (см. рис. 2в, 2г) на частоте 300 МГц характеризует условие $\left| {\text{Г}} \right| \approx - 1;$

– изменение размера металлической пластины w₂ при фиксированном w₁ позволяет обеспечить $\left| {\text{Г}} \right| \approx 0$ (см. рис. 2д) в полосе частот УВЧ-диапазона от 400 до 470;

Соответственно, получаем основные параметры выбранной структуры, отвечающие условию (1):

2. МОДЕЛИРОВАНИЕ ДВУХДИАПАЗОННОЙ АНТЕННОЙ РЕШЕТКИ УВЧ_низ||ОВЧ_верх

На рис. 3а приведен общий вид двухдиапазонной АР. Антенная решетка ОВЧ-диапазона представляет собой два печатных вибраторных излучателя, запитываемых синфазно и разнесенных в H-плоскости на расстояние $D \approx {{{{{{\lambda }}}_{{{\text{ОВЧ}}}}}} \mathord{\left/ {\vphantom {{{{{{\lambda }}}_{{{\text{ОВЧ}}}}}} {\text{2}}}} \right. \kern-0em} {\text{2}}}$ для устранения резонансов метаструктуры и асимметрии в диаграмме направленности. АР УВЧ-диапазона представляет собой АР, которая состоит из восьми (4 × 2) печатных элементов и расположена на металлическом основании. ИМП при такой схеме построения в УВЧ-диапазоне должен быть “прозрачен”, в то время как в ОВЧ-диапазоне реализуется коэффициент отражения +1 (см. рис. 2). Обе АР построены на диэлектрической подложке Rogers RT6002 толщиной $t = {\text{1}}{\text{.52}}\,\,{\text{мм,}}$ $\varepsilon = {\text{2}}{\text{.94}}{\text{.}}$ Габариты промоделированной двухдиапазонной антенной решетки: $L = {\text{0}}{\text{.86}}{{{{\lambda }}}_{{{\text{ОВЧ}}}}} = {\text{2016}}\,\,{\text{мм,}}$ $W = $ $ = {\text{0}}{\text{.8}}{{{{\lambda }}}_{{{\text{ОВЧ}}}}} = {\text{1875}}\,\,{\text{мм}}{\text{.}}$

Рис. 3.

Двухдиапазонная АР УВЧ_низ||ОВЧ_верх (а) и делитель мощности двухдиапазонной АР (б): 1 – проводящий экран; 2 – метаструктура; 3 – излучатели ОВЧ-диапазона; 4 – излучатели УВЧ-диапазона; 5 – Н-образные щели для возбуждения излучателей УВЧ-диапазона; 6 – коаксиальная система питания ОВЧ-диапазона; 7 – выходы на коаксиалы излучателей ОВЧ-диапазона; 8 – фильтрующий элемент на связанных линиях.

Основные геометрические параметры АР ОВЧ- и УВЧ-диапазонов:

На рис. 3б приведена геометрия делителя мощности двухдиапазонной АР. Делитель выполнен в виде полосковой линии на печатной плате Rogers RT6002 толщиной $t = 1.52\,\,{\text{мм}}$ с диэлектрической проницаемостью $\varepsilon = 2.94$ и расположен под металлическим экраном. Делитель мощности АР ОВЧ-диапазона представляет собой трехдецибельный делитель, выходы которого нагружены на вертикальные возбуждающие коаксиальные линии. В делителе мощности АР УВЧ-диапазона также используются связанные линии для создания фильтрующих свойств: в диапазоне частот 103…153 МГц коэффициент отражения от входа фидера ≥–0.5 дБ, а в диапазоне частот 405…465 МГц ≤ –25 дБ.

Совмещение АР двух диапазонов в одной апертуре приводит к их взаимному влиянию и некоторым отличиям их характеристик от изолированных АР. Эти отличия АР ОВЧ-диапазона могут быть обусловлены узкополосными фидерными резонансами за счет трансформирующих свойств фидера и отличием фазы коэффициента отражения ИМП от +1 на центральной частоте ОВЧ-диапазона из-за переотражений элементами АР УВЧ-диапазона. В свою очередь, отличие характеристик АР УВЧ-диапазона при комплексировании может быть обусловлено влиянием АР ОВЧ-диапазона и питающих ее коаксиальных кабелей и возможными резонансами в области ИМП.

Расчет двухдиапазонной АР проводился двумя методами электродинамического моделирования: методом конечных разностей во временной области (МКРВО) и методом конечных элементов (МКЭ).

На рис. 4а, 4б приведены соответственно зависимости коэффициента отражения $\left| {\text{Г}} \right|$ от входа АР ОВЧ-диапазона и развязки между АР ОВЧ- и УВЧ-диапазонов в ОВЧ-диапазоне. Величина коэффициента отражения равна $\left| {\text{Г}} \right| < - 9$ дБ (по уровню коэффициента стоячей волны (КСВ) <2.5), при этом рабочая полоса решетки составляет 40%. Значение развязки в рабочем диапазоне 103…153 МГц не превышает минус 40 дБ. Использование делителя мощности с фильтрами в АР УВЧ-диапазона обеспечило значение развязки 40 дБ между АР ОВЧ- и УВЧ-диапазонов в ОВЧ-диапазоне. Кроме того, использование указанного делителя позволило частично устранить узкополосные “фидерные” резонансы, возникающие в ОВЧ-диапазоне, которые обусловлены трансформирующими свойствами традиционного делителя мощности, построенного на трехдецибельных делителях. Следует отметить, что на частоте $f \approx 155\,\,{\text{МГц}}$ (см. рис. 4а) наблюдается резонансный эффект, вызванный конечным размером экрана АР и затеканием токов на краях апертуры АР УВЧ-диапазона при работе АР ОВЧ-диапазона.

Рис. 4.

Коэффициент отражения (a), S-параметры (б) и коэффициент усиления (в) совмещенной двухдиапазонной АР в ОВЧ-диапазоне: кривая 1 – КРВО, кривая 2 – КЭ.

На рис. 4в приведена зависимость КУ (G (θ = 0°)) от частоты. В рабочем диапазоне частот, величина КУ ≥9 дБ. Падение КУ вблизи частоты 100 МГц, обусловлено конечным размером экрана АР (L и W на рис. 3), а в районе 145 МГц – фазочастотными свойствами ИМП.

На рис. 5 приведены ДН АР ОВЧ-диапазона в Е- и Н-плоскостях на центральной частоте 128 МГц. Наличие в конструкции метаструктуры приводит к искажению ДН в первую очередь из-за фазочастотных свойств ИМП.

Рис. 5.

Диаграмма направленности двухдиапазонной АР в ОВЧ-диапазоне в E- (а) и H-плоскости (б): кривая 1 – КРВО, кривая 2 – КЭ.

На рис. 6а, 6б приведены соответственно зависимости коэффициента отражения $\left| {\text{Г}} \right|$ от входа АР УВЧ-диапазона и развязки между АР ОВЧ- и УВЧ-диапазонов в УВЧ-диапазоне. При этом рабочая полоса решетки по уровню КСВ <2 составляет 18%. Значение развязки в рабочем диапазоне 400…470 МГц не превышает –20 дБ.

Рис. 6.

Коэффициент отражения (a), S-параметры (б) и коэффициент усиления (в) двухдиапазонной АР в УВЧ-диапазоне: кривая 1 – КРВО, кривая 2 – КЭ.

На рис. 6в приведена зависимость КУ от частоты. В рабочем диапазоне частот, КУ ведет себя стабильно без заметных провалов и резонансов, при этом величина КУ ≥ 15 дБ.

На рис. 7 приведены сечения ДН АР УВЧ-диапазона в Е- и Н-плоскостях на центральной частоте 435 МГц.

Рис. 7.

Диаграмма направленности двухдиапазонной АР в ОВЧ-диапазоне в: E-плоскости (а); H-плоскости (б): кривая 1 – КРВО, кривая 2 – КЭ.

В табл. 1 приведены сравнительные характеристики двух схем совмещения АР ОВЧ/УВЧ-диапазонов. Видно, что применение схемы УВЧ_низ||ОВЧ_верх дает выигрыш в толщине АР по сравнению со схемой совмещения ОВЧ_низ||УВЧ_верх [10].

3. ЭКСПЕРИМЕНТАЛЬНОЕ ИССЛЕДОВАНИЕ

Фотография макета совмещенной в одной апертуре двухдиапазонной АР по схеме УВЧ_низ||ОВЧ_верх с печатными вибраторными излучателям(1 × 2) в ОВЧ-диапазоне и печатными элементами (4 × 2) УВЧ-диапазоне приведена на рис. 8. Для такой АР в [16] введено обозначение ВЧ_низ||НЧ_верх. размеры АР и рабочие частоты выбраны с использованием принципа электродинамического подобия (с соотношения частот 1 : 3). Для центральной частоты ОВЧ-диапазона ${{f}_{{{\text{ОВЧ}}}}} = 128$ МГц частота подобия НЧ была выбрана f_НЧ = 2 ГГц, для центральной частоты УВЧ-диапазона ${{f}_{{{\text{УВЧ}}}}} = 435$ МГц частота подобия ВЧ составила ${{f}_{{{\text{ВЧ}}}}} = 6$ ГГц. Для крепления печатных плат между собой использованы нейлоновые винты M3 7. Питание НЧ- и ВЧ-антенн осуществляется через разъемы 8, тип SMA-РПМП-X-1-078-1.М.

Рис. 8.

Макет совмещенной двухдиапазонной АР ВЧ_низ||НЧ_верх: печатные платы (а), макет в сборе (б), вид сбоку (в); 1 – печатные платы; 2 – излучатели НЧ АР; 3 – излучатели ВЧ АР; 4 – полосковая фидерная система возбуждения; 5 – метаструктура; 6 – коаксиальная система питания ОВЧ-диапазона; 7 – крепежные винты; 8 – разъемы питания.

На рис. 9а, 9б представлены зависимости коэффициента отражения $\left| {\text{Г}} \right|$ от частоты для НЧ АР и ВЧ АР, полученные в результате электродинамического моделирования методом КЭ, а также при экспериментальном измерении с помощью анализатора цепей Agilent E5072A серии ENA.

Рис. 9.

Зависимость коэффициента отражения |Γ| от частоты: НЧ-диапазон (а); ВЧ-диапазон (б); развязка между каналами (в), (г): кривая 1 – полноволновое моделирование; кривая 2 – эксперимент.

В рабочей полосе частот коэффициент отражения $\left| {\text{Г}} \right|$ электродинамической модели АР не превышает значения –10 дБ (КСВ < 2). При экспериментальном измерении произошло ухудшение качества согласования (смещение кривой $\left| {\text{Г}} \right|$ на 5…10 дБ), которое возможно из-за отклонения расстояния между платами от заданного (на 0.5…1 мм), а также точности фрезеровки топологии и электрических параметров печатных плат. На рис. 9в, 9г представлены зависимости параметров ${{S}_{{{\text{12}}}}},$ ${{S}_{{{\text{21}}}}},$ характеризующих развязку между НЧ и ВЧ АР. Как видим из рисунков, рассчитанная развязка не превышает –35 дБ в НЧ-диапазоне и –25 дБ в ВЧ-диапазоне соответственно. Измеренное значение развязки между НЧ и ВЧ АР не превышает –32 дБ в НЧ-диапазоне и –22 дБ в ВЧ‑диапазоне.

Измерения ДН макета двухдиапазонной низкопрофильной АР, представленные на рис. 10, проводили с помощью автоматизированного измерительно-вычислительного комплекса ТМСА1.0-40.0Б056 методом ближнего поля в частотной области, а электродинамическое моделирование – методом КЭ.

Рис. 10.

Диаграммы направленности макета совмещенной двухдиапазонной АР для Е-плоскости (а, в) и Н-плоскости (б, г) на частоте: f_НЧ = 2 ГГц (а, б); f_ВЧ = 6 ГГц (в, г): кривая 1 – полноволновое моделирование, кривая 2 – эксперимент.

Частотная зависимость коэффициента усиления (G (θ = 0°)) макета АР приведена на рис. 11а, 11б. Отличие результатов моделирования и эксперимента обусловлено технологическими причинами, а падение КУ в диапазоне 5.55…5.8 ГГц плохим согласованием (см. рис. 9б) АР ВЧ-диапазона.

Рис. 11.

КУ совмещенной двухдиапазонной АР: НЧ диапазон (а); ВЧ диапазон (б): кривая 1 – моделирование; кривая 2 – эксперимент.

ЗАКЛЮЧЕНИЕ

В результате численного моделирования показано, что построение совмещенной на одном полотне АР ОВЧ/УВЧ-диапазонов с отношением частот 1 : 3 и использованием метаструктуры со свойством искусственного магнитного проводника позволяет снизить высоту профиля 0.098λ_ОВЧ (на 62% по сравнению с классическим случаем совмещения вибраторно-вибраторных антенных систем) и уменьшить взаимовлияние диапазонов. Результаты экспериментальных исследований макета совмещенной АР ВЧ/НЧ-диапазонов, изготовленной в соответствии с принципом электродинамического подобия, подтверждают обоснованность предложенного технического решения для совмещенной АР с сохранением основных радиотехнических характеристик.